电源完整性总结

第一篇：电源完整性总结

1、电源系统噪声余量分析

绝大多数芯片都会给出一个正常工作的电压范围，这个值通常是±5%。老式的稳压芯片的输出电压精度通常是±2.5%，因此电源噪声的峰值幅度不应超过±2.5%。精 度是有条件的，包括负载情况，工作温度等限制，因此要有余量。

电源噪声余量计算

比如芯片正常工作电压范围为3.13V 到3.47V 之间，稳压芯片标称输出3.3V。安装到电路板上后，稳压芯片输出3.36V。那么容许电压变化范围为3.47-3.36=0.11V=110mV。稳压芯片输出精度±1%，即±3.363*1%=±33.6 mV。电源噪声余量为110-33.6=76.4 mV。

2、电源噪声是如何产生

第一，稳压电源芯片本身的输出并不是恒定的，会有一定的波纹。

第二，稳压电源无法实时响应负载对于电流需求的快速变化。稳压电源芯片通过感知其输出电压的变化，调整其输出电流，从而把输出电压调整回额定输出值。第三，负载瞬态电流在电源路径阻抗和地路径阻抗上产生的压降，引脚及焊盘本身也会有寄生电感存在，瞬态电流流经此路径必然产生压降，因此负载芯片电源引脚处的电压会随着瞬态电流的变化而波动，这就是阻抗产生的电源噪声。

3、电容退耦

采用电容退耦是解决电源噪声问题的主要方法。这种方法对提高瞬态电流的响应速度，降低电源分配系统的阻抗都非常有效。

3.1、从储能的角度来说明电容退耦原理

当负载电流不变时，其电流由稳压电源部分提供，即图中的I0，方向如图所示。此时电容两端电压与负载两端电压一致，电流Ic 为0，电容两端存储相当数量的电荷，其电荷数量和电容量有关。当负载瞬态电流发生变化时，由于负载芯片内部晶体管电平转换速度极快，必须在极短的时间内为负载芯片提供足够的电流。但是稳压电源无法很快响应负载电流的变化，因此，电流I0 不会马上满足负载瞬态电流要求，因此负载芯片电压会降低。但是由于电容电压与负载电压相同，因此电容两端存在电压变化。对于电容来说电压变化必然产生电流，此时电容对负载放电，电流Ic 不再为0，为负载芯片提供电流。只要电容量C 足够大，只需很小的电压变化，电容就可以提供足够大的电流，满足负载态电流的要求。

相当于电容预先存储了一部分电能，在负载需要的时候释放出来，即电容是储能元件。储能电容的存在使负载消耗的能量得到快速补充，因此保证了负载两端电压不至于有太大变化，此时电容担负的是局部电源的角色。

3.2、从阻抗的角度来理解退耦原理

我们可以用一个等效电源模型表示上面这个复合的电源系统

ΔV=ZΔI

从AB 两点向左看过去，稳压电源以及电容退耦系统一起，可以看成一个复合的电源系统。这个电源系统的特点是：不论AB 两点间负载瞬态电流如何变化，都能保证AB 两点间的电压保持稳定，即AB 两点间电压变化很小。

我们的最终设计目标是，不论AB 两点间负载瞬态电流如何变化，都要保持AB 两点间电压变化范围很小，根据公式2，这个要求等效于电源系统的阻抗Z 要足够低。

因此从等效的角度出发，可以说去耦电容降低了电源系统的阻抗。电容对于交流信号呈现低阻抗特性，因此加入电容，实际上也确实降低了电源系统的交流阻抗。

4、实际电容的特性

实际的电容器总会存在一些寄生参数，这些寄生参数在低频时表现不明显，但是高频情

况下，其重要性可能会超过容值本身。

等效串联电感（寄生电感）无法消除，只要存在引线，就会有寄生电感。这从磁场能量变化的角度可以很容易理解，电流发生变化时，磁场能量发生变化，但是不可能发生能量跃变，表现出电感特性。寄生电感会延缓电容电流的变化，电感越大，电容充放电阻抗就越大，反应时间就越长。

自谐振频率点是区分电容是容性还是感性的分界点，高于谐振频率时，“电容不再是电容”，因此退耦作用将下降。

AVX 生产的陶瓷电容不同封装的各项参数值

电容的等效串联电感和生产工艺和封装尺寸有关，通常小封装的电容等效串联电感更低，宽体封装的电容比窄体封装的电容有更低的等效串联电感。

在电路板上会放置一些大的电容，通常是坦电容或电解电容。这类电容有很低的ESL，但是ESR 很高，因此Q 值很低，具有很宽的有效频率范围，非常适合板级电源滤波。

电路的品质因数越高，电感或电容上的电压比外加电压越高。Q 值越高在一定的频偏下电流下降得越快，其谐振曲线越尖锐。也就是说电路的选择性是由电路的品质因素Q 所决定的，Q 值越高选择性越好。

5、电容的安装谐振频率

充分理解电容的自谐振频率和安装谐振频率非常重要，在计算系统参数时，实际使用的是安装谐振频率，而不是自谐振频率。

电容自身存在寄生电感，从电容到达需要去耦区域的路径上包括焊盘、一小段引出线、过孔、2 厘米长的电源及地平面，这几个部分都存在寄生电感。相比较而言，过孔的寄生电感较大。过孔的直径越大，寄生电感越小。过孔长度越长，电感越大。

过孔寄生电感计算公式：

其中：L 是过孔的寄生电感，单位是nH。h 为过孔的长度，和板厚有关，单位是英寸。d 为过孔的直径，单位是英寸。

安装后电容的谐振频率发生了很大的偏移，使得小电容的高频去耦特性被消弱。在进行电路参数设计时，应以这个安装后的谐振频率计算，因为这才是电容在电路板上的实际表现。安装电感对电容的去耦特性产生很大影响，应尽量减小。

6、局部去耦设计方法

为保证逻辑电路能正常工作，表征电路逻辑状态的电平值必须落在一定范围内。比如对于3.3V 逻辑，高电平大于2V 为逻辑1，低电平小于0.8V 为逻辑0。

把电容紧邻器件放置，跨接在电源引脚和地引脚之间。正常时，电容充电，存储一部分电荷。这样电路转换所需的瞬态电流不必再由VCC 提供，电容相当于局部小电源。因此电源端和地端的寄生电感被旁路掉了，寄生电感在这一瞬间没有电流流过，因而也不存在感应电压。通常是两个或多个电容并联放置，减小电容本身的串联电感，进而减小电容充放电回路的阻抗。

注意：电容的摆放、安装距离、安装方法、电容选择

7、从电源系统的角度进行去耦设计

从电源系统的角度进行去耦设计。该方法本着这样一个原则：在感兴趣的频率范围内，使整个电源分配系统阻抗最低。

电源去耦注意：电源去耦涉及到很多问题：总的电容量多大才能满足要求？如何确定这个值？选择那些电容值？放多少个电容？选什么材质的电容？电容如何安装到电路板上？电容放置距离有什么要求？

7.1、Target Impedance（目标阻抗）

其中： DD V 为要进行去耦的电源电压等级，常见的有5V、3.3V、1.8V、1.26V、1.2V 等。Ripple 为允许的电压波动，典型值为2.5%。ΔIMAX 为负载芯片的最大瞬态电流变化量。

该定义可解释为：能满足负载最大瞬态电流供应，且电压变化不超过最大容许波动范围的情况下，电源系统自身阻抗的最大值。对目标阻抗有两点需要说明： 目标阻抗是电源系统的瞬态阻抗，是对快速变化的电流表现出来的一种阻抗特性。2 目标阻抗和一定宽度的频段有关。在感兴趣的整个频率范围内，电源阻抗都不能超过这个值。

7.2、需要多大的电容量

有两种方法确定所需的电容量

第一种方法利用电源驱动的负载计算电容量。这种方法没有考虑ESL 及ESR 的影响，因此很不精确。

第二种方法就是利用目标阻抗（Target Impedance）来计算总电容量，这是业界通用的方法。

先计算电容量，然后做局部微调，能达到很好的效果，如何进行局部微调。方法一：利用电源驱动的负载计算电容量

设负载（容性）为30pF，要在2ns 内从0V 驱动到3.3V，瞬态电流为：

如果共有36 个这样的负载需要驱动，则瞬态电流为：36*49.5mA=1.782A。假设容许电压波动为：3.3*2.5%=82.5 mV，所需电容量为C=I*dt/dv=1.782A*2ns/0.0825V=43.2nF。

电容放电给负载提供电流，其本身电压也会下降，但是电压下降的量不能超过82.5 mV（容许的电压波纹），这种计算没什么实际意义。方法二：利用目标阻抗计算电容量

为了清楚的说明电容量的计算方法，我们用一个例子。要去耦的电源为1.2V，容许电 压波动为2.5%，最大瞬态电流600mA

第一步：计算目标阻抗

第二步：确定稳压电源频率响应范围

和具体使用的电源片子有关，通常在DC 到几百kHz 之间。这里设为DC 到100kHz。在100kHz 以下时，电源芯片能很好的对瞬态电流做出反应，高于100kHz 时，表现为很高的阻抗，如果没有外加电容，电源波动将超过允许的2.5%。为了在高于100kHz 时仍满足电压波动小于2.5%要求，应该加多大的电容？ 第三步：计算bulk 电容量

当频率处于电容自谐振点以下时，电容的阻抗可近似表示为：

频率f 越高，阻抗越小，频率越低，阻抗越大。在感兴趣的频率范围内，电容的最大阻抗不能超过目标阻抗，因此使用100kHz 计算（电容起作用的频率范围的最低频率，对应电容最高阻抗）。

第四步：计算bulk 电容的最高有效频率

当频率处于电容自谐振点以上时，电容的阻抗可近似表示为：

频率f 越高，阻抗越大，但阻抗不能超过目标阻抗。假设ESL 为5nH，则最高有效频率为：

这样一个大的电容能够让我们把电源阻抗在100kHz 到1.6MHz 之间控制在目标阻抗之下。当频率高于1.6MHz 时，还需要额外的电容来控制电源系统阻抗。

第五步：计算频率高于1.6MHz 时所需电容

如果希望电源系统在500MHz 以下时都能满足电压波动要求，就必须控制电容的寄生电感量。必须满足2π f×Lmax ≤XMAX，所以有：

假设使用AVX 公司的0402 封装陶瓷电容，寄生电感约为0.4nH，加上安装到电路板上后过孔的寄生电感（本文后面有计算方法）假设为0.6nH，则总的寄生电感为1 nH。为了满足总电感不大于0.16 nH 的要求，我们需要并联的电容个数为：1/0.016=62.5 个，因此需要63 个0402 电容。为了在1.6MHz 时阻抗小于目标阻抗，需要电容量为：

因此每个电容的电容量为1.9894/63=0.0316 uF。

综上所述，对于这个系统，我们选择1 个31.831 uF 的大电容和63 个0.0316 uF 的小电容即可满足要求。

7.3、相同容值电容的并联

使用很多电容并联能有效地减小阻抗。63 个0.0316 uF 的小电容（每个电容ESL 为1 nH）并联的效果相当于一个具有0.159 nH ESL 的1.9908 uF 电容。

单个电容及并联电容的阻抗特性如图10 所示。并联后仍有相同的谐振频率，但是并联电容在每一个频率点上的阻抗都小于单个电容。

随着频率偏离谐振点，其阻抗仍然上升的很快。要在很宽的频率范围内满足目标阻抗要求，需要并联大量的同值电容。这不是一种好的方法，造成极大地浪费。有些人喜欢在电路板上放置很多0.1uF 电容，如果你设计的电路工作频率很高，信号变化很快，那就不要这样做，最好使用不同容值的组合来构成相对平坦的阻抗曲线。

7.4、不同容值电容的并联与反谐振

容值不同的电容具有不同的谐振点。图11 画出了两个电容阻抗随频率变化的曲线。

左边谐振点之前，两个电容都呈容性，右边谐振点后，两个电容都呈感性。在两个谐振点之间，阻抗曲线交叉，在交叉点处，左边曲线代表的电容呈感性，而右边曲线代表的电容呈容性。

因此，两条曲线的交叉点处会发生并联谐振，这就是反谐振效应，该频率点为反谐振点。

两个容值不同的电容并联后，阻抗曲线如图12 所示。从图12 中我们可以得出两个结论：

a 不同容值的电容并联，其阻抗特性曲线的底部要比图10 阻抗曲线的底部平坦得多（虽然存在反谐振点，有一个阻抗尖峰），因而能更有效地在很宽的频率范围内减小阻抗。

b 在反谐振（Anti-Resonance）点处，并联电容的阻抗值无限大，高于两个电容任何一个单独作用时的阻抗。并联谐振或反谐振现象是使用并联去耦方法的不足之处。

对于那些频率值接近反谐振点的，由于电源系统表现出的高阻抗，使得这部分噪声或信号能量无法在电源分配系统中找到回流路径，最终会从PCB 上发射出去（空气也是一种介质，波阻抗只有几百欧姆），从而在反谐振频率点处产生严重的EMI问题。

解决办法：并联电容去耦的电源分配系统一个重要的问题就是：合理的选择电容，尽可能的压低反谐振点处的阻抗。

7.5、ESR 对反谐振（Anti-Resonance）的影响

实际电容除了LC 之外，还存在等效串联电感ESR，因此，反谐振点处的阻抗也不会

是无限大的。实际上，可以通过计算得到反谐振点处的阻抗为：

其中，X为反谐振点处单个电容的阻抗虚部（均相等）。

现代工艺生产的贴片电容，等效串联阻抗很低，因此就有办法控制电容并联去耦时反谐振点处的阻抗。等效串联电感ESR 使整个电源分配系统的阻抗特性趋于平坦。

7.6、怎样合理选择电容组合

瞬态电流的变化相当于阶跃信号，具有很宽的频谱。因而，要对这一电流需求补偿，就必须在很宽的频率范围内提供足够低的电源阻抗。

注意：选择电容组合，要考虑的问题很多，比如选什么封装、什么材质、多大的容值、容值的间隔多大、主时钟频率及其各次谐波频率是多少、信号上升时间等等，这需要根据具体的设计来专门设计。解决方法：

低频段：通常，用钽电容或电解电容来进行板级低频段去耦（需要提醒一点的是，最好用几个或多个电容并联以减小等效串联电感。这两种电容的Q 值很低，频率选择性不强，非常适合板级滤波）。

高频段：高频小电容的选择有些麻烦，需要分频段计算。可以把需要去耦的频率范围分成几段，每一段单独计算，用多个相同容值电容并联达到阻抗要求，不同频段选择的不同的电容值。但这种方法中，频率段的划分要根据计算的结果不断调整。一般划分3 到4 个频段就可以了，这样需要3 到4 个容值等级。实际上，选择的容值等级越多，阻抗特性越平坦，但是没必要用非常多的容值等级，阻抗的平坦当然好，但是我们的最终目标是总阻抗小于目标阻抗，只要能满足这个要求就行。

电容的并联存在反谐振，设计时要注意，尽量不要让时钟频率的各次谐波落在反谐振频率附近。

还有一点要注意，容值的等级不要超过10 倍。比如你可以选类似0.1、0.01、0.001 这样的组合。因为这样可以有效控制反谐振点阻抗的幅度，间隔太大，会使反谐振点阻抗很大，最终目标是反谐振点阻抗能满足要求。

高频小电容的选择，要想得到最优组合，是一个反复迭代寻找最优解的过程。最好的办法就是先粗略计算一下大致的组合，然后用电源完整性仿真软件做仿真，再做局部调整，能满足目标阻抗要求即可，这样直观方便，而且控制反谐振点比较容易。而且可以把电源平面的电容也加进来，联合设计。

图13 是一个电容组合的例子。这个组合中使用的电容为：2 个680uF 钽电容，7 个2.2uF陶瓷电容（0805 封装），13 个0.22uF 陶瓷电容（0603 封装），26 个0.022uF 陶瓷电容（0402封装）。图中，上部平坦的曲线是680uF 电容的阻抗曲线，其他三个容值的曲线为图中的三个V 字型曲线，从左到右一次为2.2uF、0.22uF、0.022uF。

小电容的介质一般常规设计中都选则陶瓷电容。NP0 介质电容的ESR 要低得多，对于有更严格阻抗控制的局部可以使用，但是注意这种电容的Q 值很高，可能引起严重的高频振铃，使用时要注意。

因此，电容封装尺寸、容值要联合考虑。总之最终目标是，用最少的电容达到目标阻抗要求，减轻安装和布线的压力。

7.7、电容的去耦半径

电容去耦的一个重要问题是电容的去耦半径：电容摆放要尽量靠近芯片 第一：减小回路电感

第二：电容去耦半径（超出了它的去耦半径，电容将失去它的去耦的作用）理解去耦半径最好的办法就是考察噪声源和电容补偿电流之间的相位关系。当芯片对电流的需求发生变化时，会在电源平面的一个很小的局部区域内产生电压扰动，电容要补偿这一电流（或电压），就必须先感知到这个电压扰动。信号在介质中传播需要一定的时间，因此从发生局部电压扰动到电容感知到这一扰动之间有一个时间延迟。同样，电容的补偿电流到达扰动区也需要一个延迟。因此必然造成噪声源和电容补偿电流之间的相位上的不一致。

特定的电容，对与它自谐振频率相同的噪声补偿效果最好，我们以这个频率来衡量这种相位关系。设自谐振频率为f，对应波长为λ，补偿电流表达式可写为：

其中，A 是电流幅度，R 为需要补偿的区域到电容的距离，C 为信号传播速度。当扰动区到电容的距离达到λ 4 时，补偿电流的相位为π，和噪声源相位刚好差180度，即完全反相。此时补偿电流不再起作用，去耦作用失效，补偿的能量无法及时送达。

解决方法：。为了能有效传递补偿能量，应使噪声源和补偿电流的相位差尽可能的小，最好是同相位的。距离越近，相位差越小，补偿能量传递越多，如果距离为0，则补偿能量百分之百传递到扰动区。这就要求噪声源距离电容尽可能的近，要远小于λ4。

实际应用中，这一距离最好控制在λ/40～λ/50 之间，这是一个经验数据。大电容小电容摆放位置：不同的电容，谐振频率不同，去耦半径也不同。

第一：对于大电容，因为其谐振频率很低，对应的波长非常长，因而去耦半径很大，这也是为什么我们不太关注大电容在电路板上放置位置的原因。

第二：对于小电容，因去耦半径很小，应尽可能的靠近需要去耦的芯片，这正是大多数资料上都会反复强调的，小电容要尽可能近的靠近芯片放置。

7.8、电容的安装方法

电容的摆放

容值最小的电容，有最高的谐振频率，去耦半径最小，因此放在最靠近芯片的位置。容值稍大些的可以距离稍远，最外层放置容值最大的。但是，所有对该芯片去耦的电容都尽量靠近芯片。

还有一点要注意，在放置时，最好均匀分布在芯片的四周，对每一个容值等级都要这样。通常芯片在设计的时候就考虑到了电源和地引脚的排列位置，一般都是均匀分布在芯片的四个边上的。因此，电压扰动在芯片的四周都存在，去耦也必须对整个芯片所在区域均匀去耦。如果把上图中的680pF 电容都放在芯片的上部，由于存在去耦半径问题，那么就不能对芯片下部的电压扰动很好的去耦。

电容的安装

在安装电容时，要从焊盘拉出一小段引出线，然后通过过孔和电源平面连接，接地端也是同样。这样流经电容的电流回路为：电源平面->过孔->引出线->焊盘->电容->焊盘->引出线->过孔->地平面，图15 直观的显示了电流的回流路径。

放置过孔的基本原则就是让这一环路面积最小，进而使总的寄生电感最小。

第一种方法从焊盘引出很长的引出线然后连接过孔，这会引入很大的寄生电感，一定要避免这样做，这时最糟糕的安装方式。

第二种方法在焊盘的两个端点紧邻焊盘打孔，比第一种方法路面积小得多，寄生电感也较小，可以接受。

第三种方法在焊盘侧面打孔，进一步减小了回路面积，寄生电感比第二种更小，是比较好的方法。

第四种方法在焊盘两侧都打孔，和第三种方法相比，相当于电容每一端都是通过过孔的并联接入电源平面和地平面，比第三种寄生电感更小，只要空间允许，尽量用这种方法。

第五种方法在焊盘上直接打孔，寄生电感最小，但是焊接是可能会出现问题，是否使用要看加工能力和方式。

注意：（1）推荐使用第三种和第四种方法。

（2）需要强调一点：有些工程师为了节省空间，有时让多个电容使用公共过孔。任何情况下都不要这样做。最好想办法优化电容组合的设计，减少电容数量。由于印制线越宽，电感越小，从焊盘到过孔的引出线尽量加宽，如果可能，尽量和焊盘宽度相同。这样即使是0402 封装的电容，你也可以使用20mil 宽的引出线。

对于大尺寸的电容，比如板级滤波所用的钽电容，推荐用图18 中的安装方法

第二篇：电源车总结

电源车工作总结及后续工作建议

9月26日凌晨五点，第一批电源车的改装最终完成。最近两天，脑子里全是电源车改装过程点点滴滴，其中有收获也存在许多问题，还望公司领导和其他同事一起发现和解决问题。

项目简介及收获

电源车的工作包括方案确定、机械结构及液压系统设计、外协外购件工作、车厢及卷线机构的制造与组装、液压系统组建及液压管路布置、电源车试车调试。

首先公司的能力值得肯定，电源车完满改装完成，且交付使用。从接项目到交付使用，从设计到制造，对公司的能力都是肯定。

存在问题

从最初的项目承接到最后的交付产品，可以说，公司为电源车的事，处处开绿灯。但是，最后用户的满意程度，却不容乐观。我以个人的感受分两个方面阐述： 1.管理问题

1)项目负责制管理体系混乱，缺乏项目管理经验。导致为电源车投入的人力物力太多，浪费太大，结果只能物超所值。2)项目负责及各分负责人缺乏全局性，分工模糊，分工不细，最后导致管理人员喊累，员工坐玩，且工作不能如期完成的被动局面，交货日期一拖再拖，严重影响公司形象。

2.专业问题

1)设计方案缺少评审，产品制作容易出现缺陷，无形地增大返工及维修工作量，导致生产周期延长；

2)制作过程缺乏检验人员，制作质量把关不严，导致产品做工粗糙，影响公司形象；

3)液压管路布置缺乏经验，对外协人员的工作也无特殊要求，更无专业人员检验，导致管路布置混乱不堪，无美观可言，严重影响用户满意度；

4)专业人员缺乏团队精神，专业素质修养不高，专业人员应坦陈接受好建议，从而制作出高水平高质量的产品，提升公司对外形象。

5)产品调试模糊，无安全调试和全工况调试环节，以至于产品遭遇特殊工况时，产品寿命低，售后工作量大且多。

后续工作建议

1.根据用户反馈意见，召开问题分析研讨会，并初步确定改进方案。

2.开展用户及设计人员交流会，通过现场交流确定改装要求及分析设计难度，以此减少此前的不良影响，挽回公司形象及用户信心。

3.成立电源车项目负责小组，明确任务及责任，提出具体奖惩办法。以此来减少公司投入，实现经济效益最大化。总结写的都是我个人的感受，希望语气，其他同事和领导不要介意，目的自为更好工作，提升企业对外形象。

公司形象=好产品=好设计+精美制作

文二明 2011/9/27

第三篇：电源项目总结

电源小结

电源PCB布板注意：

1电源线上打过孔，增加散热能力。

单点接地 或单点接电容，让干扰通过电容滤波后，再去下一级。变压器的次级出来 与整流二极管连接的距离尽量的短，防止辐射。

4.电容之类的要远离

发热元器件。

选型要点：

1变压器次级的滤波电容 选型要点： 选小的ESR 等效内阻。（内阻大了，高频经过这里，会使电容发热，时间久了，变压器会鼓起来）变压器次级的二极管 要选用快恢复的 肖基特二极管

选用压降低的（大电流时特别重要，p=ui.低的，在二极管上消耗的功率就小了。管子就不会发热的太厉害）

所以要选导通压降

第四篇：电源设计总结

1、直流系统与低配开关之间的关系 设计小结

比如新设一套2000A开关电源系统，测算低配出线柜开关的大小，计算方法如下：

2000A*48V/0.9(功率因子)/380V/1.732=162A。

2、在新建的2000A直流系统中，交流配电屏到保护地排需要做一条95mm^2的保护地线；直流配电屏到工作地排需要做一条240mm^2的工作地线。

3、UPS计算

300K UPS需要多大的低配开关？

300K*0.8=240KW，240KW/380/1.732=365A，根据UPS的启动电流，每台UPS主机需要630A开关； 200K UPS需要的开关

200K*0.8=160KW，160KW/660=242.4A，根据UPS的启动电流，每台UPS主机需要400A开关；

UPS设计总结

1、UPS主机与蓄电池之间的电源线，查询UPS表格，电源线线径与电池AH大小无关，与UPS主机容量有关；

2、UPS电池只数，是根据电压计算，比如，2V，或者12V，总电压除以2V或者12V，但总电压不一定就是380V，这个取决于UPS主机，每个系列对应电压不同，有480V的，有384V的等。200AH更换可以成300AH，原有电源线可以利旧。

4、交流电源线，根据开关大小查电流核载表，配置电源线，比如200A开关，配置时，如果是四芯线，直接选用大于200A 的四芯电源线；如果是单芯线，也是选用大于200A的单芯电源线。

5部分厂家如中达，高频UPS，从蓄电池（1组240只，从120只到121只，需要加一根中线，为了平衡电压），因此每组电池到UPS主机之间要用3根对应线径的电缆。

5、动力配电柜，比如空调配电柜，采用3+1+1，即3条相线、1条中性线（工作地），1条保护地。其中中性线和保护地线线径按照规范为相线线径的一半；UPS配电柜中，采用3+1+1，即3条相线、1条中性线（工作地），1条保护地。其中中性线线径按照规范为相线线径的1.2倍（考虑到滤波的影响）；保护地线线径按照规范为相线线径的一半。

第五篇：电源纹波测试总结（最终版）

请问什么叫纹波？怎样测量纹波？

纹波的定义：由于直流稳定电源一般是由交流电源经整流稳压等环节而形成的，这就不可避免地在直流稳定量中多少带有一些交流成份，这种叠加在直流稳定量上的交流分量就称之为纹波。纹波的成分较为复杂，它的形态一般为频率高于工频的类似正弦波的谐波，另一种则是宽度很窄的脉冲波。对于不同的场合，对纹波的要求各不一样。对于电容器老练来说，无论是那一种纹波，只要不是太大，一般对电容器老练质量不会构成影响。而对程控机电源或音响设备中所使用的电源，由于宽度很窄的脉冲没有足够的能量来推动喇叭的纸盆或话机的听筒而形成杂音。因此对于这种窄脉冲的要求可以放宽。

而对于音频范围内的类似正弦波的纹波信号，虽然其幅度不是太高，但其能量却使喇叭或听筒发生嗡嗡的杂音。因此对这种形态的纹波应有一定的要求，而对于用于一些控制的场合，由于窄脉冲达到一定的高度会干扰数字或逻辑控制部件，使设备运行的可靠性降低，因此对这种窄脉冲的幅度应有一定的限制，而对类似正弦波的纹波，一般由于其幅度较低，对控制部件的干扰不大。

纹波的表示方法可以用有效值或峰值来表示，可以用绝对量，也可以用相对对量来表示。例如一个电源工作在稳压状态，其输出为100V5A，测得纹波的有效值为10mV，这10mV就是纹波的绝对量，而相对量即纹波系数=纹波电压/输出压=10mv/100V=0.01%，即等于万分之一。

事实上，纹波就是一个直流电压中的交流成分。直流电压本来应该是一个固定的值，但是很多时候它是通过交流电压整流、滤波后得来的，由于滤波不干净，就会有剩余的交流成分，即便如此，就是用电池供电也因负载的波动而产生波纹。事实上，即便是最好的基准电压源器件，其输出电压也是有波纹的。

要体验，可以用示波器来看，就会看到电压上下轻微波动，就像水纹一样，所以叫做纹波。

一般使用交流毫伏表来测量纹波电压，因为交流毫伏表只对交流电压响应，并且灵敏度比较高，可测量很小的交流电压，而纹波往往是比较小的交流电压。如果没有交流毫伏表，也可使用示波器来测量。将示波器的输入设置为交流耦合，调整Y轴增益，使波形大小合适，读出电压值，可估算出纹波电压的大小。

纹波电压会影响系统的工作，带来噪声。所以电源要有足够的滤波措施，以将纹波限制在一定的幅度以内。

纹波(ripple)与谐波的比较：

简单地说，就是一定频率的电压或电流作用于非线性负载时,会产生不同于原频率的其它频率的正弦电压或电流的现象。

纹波是指在直流电压或电流中，叠加在直流稳定量上的交流分量。

它们虽然在概念上不是一回事，但它们之间有联系。如电源上附加的纹波在用电器上很容易产生各频率的谐波；电源中各频率谐波的存在无疑导致电源中纹波成分的增加。

除了在电路中我们所需要产生谐波的情况以外，它主要有以下主要危害：

1、使电网中发生谐振而造成过电流或过电压而引发事故；

2、增加附加损耗，降低发电、输电及用电设备的效率和设备利用率；

3、使电气设备（如旋转电机、电容器、变压器等）运行不正常，加速绝缘老化，从而缩短它们的使用寿命；

4、使继电保护、自动装置、计算机系统及许多用电设备运转不正常或不能正常动作或操作；

5、使测量和计量仪器、仪表不能正确指示或计量；

6、干扰通信系统，降低信号的传输质量，破坏信号的正常传递，甚至损坏通信设备。纹波的害处：

1、容易在用电器上产生谐波，而谐波会产生较多的危害；

2、降低了电源的效率；

3、较强的纹波会造成浪涌电压或电流的产生，导致烧毁用电器；

4、会干扰数字电路的逻辑关系，影响其正常工作；

5、会带来噪音干扰，使图像设备、音响设备不能正常工作。

总之，它们在我们不需要的地方出现都是有害的，需要我们避免的。对于如何抑制和去除谐波和纹波的方式方法有很多，但想完全消除，似乎是很难办到的，我们只有将其控制在一个允许的范围之内，不对环境和设备产生影响就算达到了我们的目的。

纹波是叠加在直流信号上的交流干扰信号，是电源测试中的一个很重要的标准。尤其是作特殊用途的电源，如激光器电源，纹波则是其致命要害之一。所以，电源纹波的测试就显得极为重要。

电源纹波的测量方法大致分为两种：一种是电压信号测量法；另一钟是电流信号测量法。一般对于恒压源或纹波性能要求不大的恒流源，都可以用电压信号测量法。而对于纹波性能要求高的恒流源则最好用电流信号测量法。）、电压信号测量纹波是指，用示波器测量叠加在直流电压信号上的交流纹波电压信号。对于恒压源，测试可以直接用电压探头测量输出到负载上的电压信号。）、对于恒流源的测试，则一般是通过使用电压探头，测量采样电阻两端的电压波形。整个测试过程中，示波器的设置是能否采样到真实信号的关键。

电源纹波噪声测试方法

我们今天的电子电路（比如手机、服务器等领域）的切换速度、信号摆率比以前更高，同时芯片的封装和信号摆幅却越来越小，对噪声更加敏感。因此，今天的电路设计者们比以前会更关心电源噪声的影响。实时示波器是用来进行电源噪声测量的一种常用工具，但是如果使用方法不对可能会带来完全错误的测量结果，笔者在和用户交流过程中发现很多用户的测试方法不尽正确，所以把电源纹波噪声测试中需要注意的一些问题做一下总结，供大家参考。

由于电源噪声带宽很宽，所以很多人会选择示波器做电源噪声测量。但是不能忽略的是，实时宽带数字示波器以及其探头都有其固有的噪声。如果要测量的噪声与示波器和探头的噪声在相同数量级，那么要进行精确测量将是非常困难的一件事情。

主题: 电源纹波正确的测量方法

DC-DC 模块的电源纹波指标是一项很重要的参数。干净的电源是数字电路稳定工作的前提，也是模拟器件的各项参数的重要保障。为了确定我们的电源干净，必须对DC-DC 模块的输出纹波进行测量。但很多人测量得到的纹波值动辄上百mV，甚至几百mV，远远比器件手册提供的最大纹波值大，这 主要是测量方法的不正确造成的。1 正确的测量方法

1、限制示波器带宽（一般示波器都有带宽限制功能，Tek 的中低端示波器为20MHz，Agilent 的为30MHz 或25MHz），目的是避免数字电路的高频噪声影响纹波测量，尽量保证测量的准确性；

2、设置耦合方式为交流耦合，方便测量（不关心直流电平）；

3、保证探头接地尽量短（测量纹波动辄上百mV 的原因就是接地线太长）。目前比较流行的方法是拆除探头的接地线和外壳，露出探头地壳，自制接地线缠绕在探头地壳上，可以保证接地线长度小于1cm；

4、示波器地悬空，只通过探头地与单板共地，不要通过其他方式与单板／仪器／PC等共地（这样会给纹波测量引入很大的地噪声）。如：通过示波器三线插头的地插针在插线板上与其他仪器共地，或者通过接地线连接示波器地与其他仪器的地。

其中第3 条是关键中的关键。接地线过长，其电感效应将给测量系统引入额外的噪声，下图为证：

上图探头接地线的电感效应 对仪器的要求和示波器参数要求：

支持带宽限制功能，Tek 20MHz；Agilent 25 或30MHz。探头参数要求：

带宽100M 即可。考虑到尽量少引入EMC 噪声以及测试方便。

为了使接地线尽量短，尽量使用探头的原装测试短针，若无原装测试短针，则须自制短接地线：去除探头接地线套，用金属丝自行绕制接地短线，推荐五类线中铜丝，强度适中（还是有些偏软，有更好的请推荐）。其他候选有焊锡丝、刻刀。3 真正的纹波应该是什么样子？

以下各图可以让大家对纹波的相貌大概有个感性认识。被测DC-DC 模块最大功耗 100W，实际工作60W，输出5.5V 与3.3V 两路。共3 个型号。

LQD25A48-5V0-3V3 3.3V 输出纹波

LQD25A48-5V0-3V3 5.5V 输出纹波

Q48DR3R350NRA 3.3V 输出纹波

Q48DR3R350NRA 5.5V 输出纹波

DQ65033QGL10 3.3V 输出纹波

DQ65033QGL10 5.5V 输出纹波

纹波和噪声的关系及区别

纹波就是一个直流电压中的交流成分.直流电压本来应该是一个固定的值, 但是很多时候它是通过交流电压整流、滤波后得来的,由于滤波不干净,就会有剩余的交流成分,即便如此,就是用电池供电也因负载的波动而产生波纹.事实上,即便是最好的基准电压源器件,其输出电压也是有波纹的.纹波应是AC和开关频率的整倍数,用傅里叶级数展开应该是mf越高,Am越小.杂噪应该是不规则的离散波,是由非线性器件对I、V互相反复调制,在负载、输入的AC变化、温度变化都使杂噪变化,其频带可能有数十MHz到1GHz,主要使以辐射的形式存在.杂噪是一种常用的通俗说法.其共性就是具有随机性的.但必须注意,噪声的分布一般呈现高斯分布,即白噪声,而杂波则不是.输出纹波和输出电流和输出电压都有关系,主要是与电流的关系.通常输出纹波近似等于输出电流乘上输出滤波电容的ESR值(下文有ESR的讲解).所以并不是滤波电容的容量越大输出纹波越小,而应该是滤波电容的ESR值越小输出纹波越小.纹波是出现在输出端子间的一种与输入频率和开关频率同步的成分,用峰-峰(peak to peak)值表示,一般在输出电压的0.5%以下;噪声是出现在输出端子间的纹波以外的一种高频成分,也用峰-峰(peak to peak)值表示,一般在输出电压的1%左右.纹波噪声是二者的合成,用峰-峰(peak to peak)值表示,一般在输出电压的2%以下.电容的ESR是什么意思

[导读]

ESR，是EquivalentSeriesResistance三个单词的缩写，翻译过来就是“等效串连电阻”。

理论上，一个完美的电容，自身不会产生任何能量损失，但是实际 关键词：ESR电容

ESR，是EquivalentSeriesResistance三个单词的缩写，翻译过来就是“等效串连电阻”。

理论上，一个完美的电容，自身不会产生任何能量损失，但是实际上，因为制造电容的材料有电阻，电容的绝缘介质有损耗，各种原因导致电容变得不“完美”。这个损耗在外部，表现为就像一个电阻跟电容串连在一起，所以就起了个名字叫做“等效串连电阻”。

ESR的出现导致电容的行为背离了原始的定义。

比如，我们认为电容上面电压不能突变，当突然对电容施加一个电流，电容因为自身充电，电压会从0开始上升。但是有了ESR，电阻自身会产生一个压降，这就导致了电容器两端的电压会产生突变。无疑的，这会降低电容的滤波效果，所以很多高质量的电源啦一类的，都使用低ESR的电容器。

同样的，在振荡电路等场合，ESR也会引起电路在功能上发生变化，引起电路失效甚至损坏等严重后果。

所以在多数场合，低ESR的电容，往往比高ESR的有更好的表现。

不过事情也有例外，有些时候，这个ESR也被用来做一些有用的事情。

比如在稳压电路中，有一定ESR的电容，在负载发生瞬变的时候，会立即产生波动而引发反馈电路动作，这个快速的响应，以牺牲一定的瞬态性能为代价，获取了后续的快速调整能力，尤其是功率管的响应速度比较慢，并且电容器的体积/容量受到严格限制的时候。这种情况见于一些使用mos管做调整管的三端稳压或者相似的电路中。这时候，太低的ESR反而会降低整体性能。

ESR是等效“串连”电阻，意味着，将两个电容串连，会增大这个数值，而并联则会减少之。

实际上，需要更低ESR的场合更多，而低ESR的大容量电容价格相对昂贵，所以很多开关电源采取的并联的策略，用多个ESR相对高的铝电解并联，形成一个低ESR的大容量电容。牺牲一定的PCB空间，换来器件成本的减少，很多时候都是划算的。

和ESR类似的另外一个概念是ESL，也就是等效串联电感。早期的卷制电感经常有很高的ESL，而且容量越大的电容，ESL一般也越大。ESL经常会成为ESR的一部分，并且ESL也会引发一些电路故障，比如串连谐振等。但是相对容量来说，ESL的比例太小，出现问题的几率很小，再加上电容制作工艺的进步，现在已经逐渐忽略ESL，而把ESR作为除容量之外的主要参考因素了。

顺便，电容也存在一个和电感类似的品质系数Q，这个系数反比于ESR，并且和频率相关，也比较少使用。

由ESR引发的电路故障通常很难检测，而且ESR的影响也很容易在设计过程中被忽视。简单的做法是，在仿真的时候，如果无法选择电容的具体参数，可以尝试在电容上人为串连一个小电阻来模拟ESR的影响，通常的，钽电容的ESR通常都在100毫欧以下，而铝电解电容则高于这个数值，有些种类电容的ESR甚至会高达数欧姆。