第一篇：一种基于工频变压器的逆变电源设计方案
一种基于工频变压器的逆变电源设计方案
关键词：逆变电源；U3988；工频变压器；隔离
随着科技的不断进步，逆变技术有更广泛的发展。逆变电源的研究也有了进一步发展。目前，除了存在工频逆变器，高频逆变器也已经开始占领逆变电源的发展市场并有望取代工频逆变器。虽然高频逆变器弥补了工频逆变器体积大、频率低、功效低等系列缺点，但是仍无法完全取代工频逆变器的作用。与高频逆变器相比，工频逆变器具有其特有优势。这里提出了一种基于工频变压器的独立逆变电源设计方案。1.逆变电源结构设计
图1为基于脉宽调制(PWM)技术的逆变电源结构框图。整个电路选择低压直流输入经全桥逆变电路逆变得到交流电压，经工频升压电路升压达到额定峰值，然后经滤波电路输出满足要求的交流电压，一般要求输出220V／50Hz交流。
2.逆变电源硬件电路设计
2.1 PWM技术
PWM控制技术的理论基础是冲量定理，利用正弦波作为调制波施加在载波输出幅值相等、脉宽按正弦波变化的双极性脉宽调制波(SPWM)，将此方波信号加在逆变桥逆变功率管控制起开通关断，最终得到接近理想的交流输出波形。该技术使得硬件电路简单，并提高输出波形效率。图2是采用U3988器件控制逆变桥的接线图及SPWM波形，其中0UTA、0UTB是正弦波SPWM脉冲序列的输出引脚，这2个引脚输出的信号一般要通过死控制电路才送到逆变桥。
2.2 工频变压器在逆变电路中的作用 工频逆变电源输入一般为低压直流，采用全桥逆变电路，通过对场效应管的开关频率作用控制输出交流电压。输出的220V正弦波交流电压的峰一峰值是620V，而一般的逆变电源输入整流电压为310V，为了使逆变器不失真输出220V正弦波交流电压，逆变器前面的直流电压必须是680～870V。因为一般的逆变输入电压远远小于该值，所以必须加一个输出变压器将逆变器输出电压提升到额定峰值以上才可以使用，如图3所示。
该电路采用全桥变换电路结构，这种变换器输出不是1根火线和1根零线，而是2根火线，但一般在接负载时都要求有零线。如果没有输出隔离变压器将l根火线硬性接零线，就会导致逆变电源不能正常工作。图4为无输出变压器正半波时的电流流动方向。
从图4中看出，由于零线的接入，使负载电流经过负载后不经过整流管和逆变功率管，而是直接流回市电的零线输入端，在这种情况下，图中虚线框中的整流器和逆变功率管都未起作用。按照正常工作程序，负载电流应该流过两个桥式电路的整流管和逆变功率管。图5为有输出变压器正半波时的电流流动方向。当输出端接入了隔离变压器后就可以在变压器的次级(负载输入端)连接市电的零线，于是就构成可靠的供电系统。可见，隔离输出变压器对于逆变桥电路来说是一个重要的组成部分，使逆变电路具有可靠稳定的特点。
2.3保护电路
U3988内置欠压保护和过热保护的基准电压，只需通过电阻分压，当电压低于基准电压时，就锁定U3988，使其停止输出脉冲。另外，在电流保护方面，根据负载电流的不同，有快速保护、短延时和长延时3段保护功能。
3.逆变电源电路的不足
隔离变压器是为了变压和隔离零线的目的而接入的，并不具有隔离干扰和缓冲负载突变功能。变压器的初级和次级之间有绝缘层，它们构成了一个容量一定的电容器C，电容器的容抗和频率是成反比关系的，即：
式中，Xc是变压器初次级间等效分布电容的容抗，单位Ω。f是干扰信号的频率，单位Hz。C是变压器初次级间等效分布的电容量，单位F。
由式(1)可看出，频率越高，容抗越小，即干扰信号的频率越高，该电容通路就越容易穿过。由于一般干扰信号的频率是很高的，可以直接穿过变压器而长驱直入去干扰负载。若是较低频率的干扰到来，它就会按照变压器的变比按比例变换干扰负载。由于变压器并不具有抗干扰功能，所以在逆变桥的输入和输出端一般都加有输入、输出滤波器。
由于隔离变压器的接入，随之会接入电感、电容等低频器件，这不仅使得电路本身体积加大而且也使电路功耗加大，减小了电路的输出效率。随着电子变压器等高频低价位器件的逐渐发展，工频变压器生产成本相对增加，该系统设计的电路板生产成本也相应增加。4.结论
通过以上分析，综合介绍了工频逆变电源的电路结构和特点。本设计电路中综合了数字化器件的先进功能，以及工频变压器的隔离作用，达到了电路设汁简单可靠的目的。
第二篇：基于工频变压器的独立逆变电源设计
摘要：提出一种基于工频变压器的逆变电源设计方案。该控制电路采用U3988为控制器，输出PWM波形来控制逆变电路功率管，同时U3988内部具有各种电路保护作用，可使逆变电源数字化，简化电路；与无工频变压器逆变电路相比，该电路设计采用工频变压器起到隔离保护的作用，使电路具有系统可靠性功能。实验结果表明，对于传统逆变器，该设计方案不仅省去额外保护电路使电路结构简单明了，还可以使系统从无法保障稳定性到具有可靠稳定性。
关键词：逆变电源；U3988；工频变压器；隔离
随着科技的不断进步，逆变技术有更广泛的发展。逆变电源的研究也有了进一步发展。目前，除了存在工频逆变器，高频逆变器也已经开始占领逆变电源的发展市场并有望取代工频逆变器。虽然高频逆变器弥补了工频逆变器体积大、频率低、功效低等系列缺点，但是仍无法完全取代工频逆变器的作用。与高频逆变器相比，工频逆变器具有其特有优势。这里提出了一种基于工频变压器的独立逆变电源设计方案。
1.逆变电源结构设计
图1为基于脉宽调制(PWM)技术的逆变电源结构框图。整个电路选择低压直流输入经全桥逆变电路逆变得到交流电压，经工频升压电路升压达到额定峰值，然后经滤波电路输出满足要求的交流电压，一般要求输出220V／50Hz交流。
2.逆变电源硬件电路设计
2.1 PWM技术
PWM控制技术的理论基础是冲量定理，利用正弦波作为调制波施加在载波输出幅值相等、脉宽按正弦波变化的双极性脉宽调制波(SPWM)，将此方波信号加在逆变桥逆变功率管控制起开通关断，最终得到接近理想的交流输出波形。该技术使得硬件电路简单，并提高输出波形效率。图2是采用U3988器件控制逆变桥的接线图及SPWM波形，其中0UTA、0UTB是正弦波SPWM脉冲序列的输出引脚，这2个引脚输出的信号一般要通过死控制电路才送到逆变桥。
2.2 工频变压器在逆变电路中的作用
工频逆变电源输入一般为低压直流，采用全桥逆变电路，通过对场效应管的开关频率作用控制输出交流电压。输出的220V正弦波交流电压的峰一峰值是620V，而一般的逆变电源输入整流电压为310V，为了使逆变器不失真输出220V正弦波交流电压，逆变器前面的直流电压必须是680～870V。因为一般的逆变输入电压远远小于该值，所以必须加一个输出变压器将逆变器输出电压提升到额定峰值以上才可以使用，如图3所示。
该电路采用全桥变换电路结构，这种变换器输出不是1根火线和1根零线，而是2根火线，但一般在接负载时都要求有零线。如果没有输出隔离变压器将l根火线硬性接零线，就会导致逆变电源不能正常工作。图4为无输出变压器正半波时的电流流动方向。
从图4中看出，由于零线的接入，使负载电流经过负载后不经过整流管和逆变功率管，而是直接流回市电的零线输入端，在这种情况下，图中虚线框中的整流器和逆变功率管都未起作用。按照正常工作程序，负载电流应该流过两个桥式电路的整流管和逆变功率管。图5为有输出变压器正半波时的电流流动方向。当输出端接入了隔离变压器后就可以在变压器的次级(负载输入端)连接市电的零线，于是就构成可靠的供电系统。可见，隔离输出变压器对于逆变桥电路来说是一个重要的组成部分，使逆变电路具有可靠稳定的特点。
2.3保护电路
U3988内置欠压保护和过热保护的基准电压，只需通过电阻分压，当电压低于基准电压时，就锁定U3988，使其停止输出脉冲。另外，在电流保护方面，根据负载电流的不同，有快速保护、短延时和长延时3段保护功能。
3.逆变电源电路的不足
隔离变压器是为了变压和隔离零线的目的而接入的，并不具有隔离干扰和缓冲负载突变功能。变压器的初级和次级之间有绝缘层，它们构成了一个容量一定的电容器C，电容器的容抗和频率是成反比关系的，即：
式中，Xc是变压器初次级间等效分布电容的容抗，单位Ω。f是干扰信号的频率，单位Hz。C是变压器初次级间等效分布的电容量，单位F。
由式(1)可看出，频率越高，容抗越小，即干扰信号的频率越高，该电容通路就越容易穿过。由于一般干扰信号的频率是很高的，可以直接穿过变压器而长驱直入去干扰负载。若是较低频率的干扰到来，它就会按照变压器的变比按比例变换干扰负载。由于变压器并不具有抗干扰功能，所以在逆变桥的输入和输出端一般都加有输入、输出滤波器。
由于隔离变压器的接入，随之会接入电感、电容等低频器件，这不仅使得电路本身体积加大而且也使电路功耗加大，减小了电路的输出效率。随着电子变压器等高频低价位器件的逐渐发展，工频变压器生产成本相对增加，该系统设计的电路板生产成本也相应增加。
4.结论
通过以上分析，综合介绍了工频逆变电源的电路结构和特点。本设计电路中综合了数字化器件的先进功能，以及工频变压器的隔离作用，达到了电路设汁简单可靠的目的。
第三篇：一款多功能逆变电源的设计方案
一款多功能逆变电源的设计方案
[导读]引言随着现代科技的发展，逆变电源广泛应用到各行各业，进而对其性能提出了更高的要求。传统的逆变电源多为模拟控制或数字相结合的控制系统。好
关键词：二重单相全桥逆变器滞环控制逆变电源逆变器
引言
随着现代科技的发展，逆变电源广泛应用到各行各业，进而对其性能提出了更高的要求。传统的逆变电源多为模拟控制或数字相结合的控制系统。好的逆变电源电压输出波形主要包括稳态精度高，动态性能好等方面。目前逆变器结构和控制，能得到良好的正弦输出电压波形，但对突变较快的波形，效果不是很理想。
函数信号发生器，是实验教学中常用的设备。能产生不同频率和电压等级的波形：方波信号，三角波，正弦信号波形。近年兴起的一种新的DDS技术，即直接数字频率合成技术。但是他们都为小信号波，没有功率输出，不能带一定的负载。
本文提出的多功能逆变电源，主电路采用二重单相全桥逆变器结构，输出的电压波形对给出的参考波形跟踪，有功率输出，能带一定的负载。控制采用加入微分环节的滞环控制，完全实现数字化控制。
主电路设计
多功能逆变电源原理如图1，有两部分组成：主电路和控制部分。其中主电路的参考信号，可以与计算机通信或者其他电路得到。
图1：多功能逆变电源原理
在主电路的设计上借鉴了多重逆变器结构，采用了二重单相全桥逆变器连接。原理图如图2.两个逆变器直流侧电压不相同，主逆变器的直流侧电压为Udc，从逆变器的直流侧电压为3Udc.输电电压波形共有9个电平组成：±4Udc，±3Udc，±2Udc，±Udc，0.由于输出电平的数量多于单个逆变器，输出波形较好。主逆变器工作为较高频率，从逆变器工作频率较低，极大的降低开关损耗。在参考波形变化缓慢阶段，只需要主逆变桥工作，就能很好的跟踪参考信号；当参考信号变化相当快速的时刻，需要辅助逆变桥和主逆变桥同时工作，快速精确跟踪参考信号。
图2：二重级联单相全桥逆变器拓扑
控制设计
在控制部分采用滞环完全数字化控制。滞环控制响应速度快、准确度较高、跟踪精度高，输出电压不含特定频率的谐波分量等特点，能够使用DSP实现数字化控制。对于主电路的主逆变器和从逆变器采用滞环控制。
图3：滞环控制原理
如图3所示，主开关的滞环宽度为h，从开关管的滞环宽度为hs，且hs》h.主逆变器一直工作，开关管V1和V4;V2和V3交替导通关断。从逆变器有三种工作状态。在t1~t2时刻，误差电压并没有超过从逆变器的滞环宽度，只需要主逆变器工作，四个开关管都关断；在t3时刻，误差电压△u》hs，开关管 VS2和VS3导通，开关管VS1和VS4关断；t4时刻误差电压-△u《-hs开关管VS1和VS4导通，开关管VS2和VS3关断。
考虑到跟随突变信号时跟随困难的情况，在滞环控制器前引入了微分环节，如图4所示，以改善跟随效果。
图4：带微分环节的滞环控制
引入微分环节后，根据图1和图2所示，对主逆变器滞环控制策略为：
式中：T为微分时间常数。
上述不等号取等号情况，则实际环宽h′为：
当稳态或者电压变化率不大时微分环节很小，可忽略，h′较大；当电压突变时微分环节将很大，不能忽略，h′较小，u迅速跟踪Uref.加入微分环节实际上就是改变滞环宽度。从逆变器滞环控制也采用相同原理。
仿真
利用Matlab，根据所提出主电路和控制设计建立模型。对图1的二重级联单相全桥逆变器进行仿真，负载为阻感型。
参考信号为正弦波，周期T为0.02s，最大值为50V.输出电压波形如图5所示。
图5：参考信号为正弦波输出电压
参考信号为三角波，电压最大值为70V，输出电压如图6所示。
图6：参考信号为三角波输出电压
从图5和图6看出，当参考信号为变化不是很快的正弦波和三角波信号时，逆变电源的输出电压能精确跟踪。
参考信号为阶梯波，输出电压波形如图7所示。
图7：参考信号为方波输出电压
参考电压信号为方波时，电压值为70V.输出电压波形如图8所示。
图8：参考信号为方波输出电压
当参考信号为阶梯波或方波，方波和阶梯波有突变时刻，逆变电源的输出电压也能很好跟踪参考信号。从图7和图8看出，输出电压是质量很好的阶梯波和方波，可作为电压源使用。
结论
多功能逆变电源，主电路采用二重级联单相全桥逆变器结构，输出的电压波形对给出参考波形跟踪，有功率输出，能带一定的负载，可直接作为电压源使用。控制采用加入微分环节的滞环控制，完全实现数字化控制。最后通过Matlab仿真，证实设计方案的多功能逆变电源是可行的。
第四篇：一种基于单片机的正弦波输出逆变电源的设计
一种基于单片机的正弦波输出逆变电源的设计
摘 要：介绍了一种正弦波输出的逆变电源的设计。设计中采用了DC／DC和DC／AC两级变换，高频变压器隔离，单片机控
制。实验结果表明性能可靠。
关键词：逆变电源；单片机；正弦脉宽调制
O 引言
低压小功率逆变电源已经被广泛应用于工业和民用领域。特别是新能源的开发利用，例如太阳能电池的普遍使用，需要一个逆变系统将太阳能电池输出的直流电压变换为220V、50Hz交流电压，以便于使用。本文给出了一种用单片机控制的正弦波输出逆变电源的设计，它以12V直流电源作为输入，输出220V、50Hz、0~150W的正弦波交流电，以满足大部分常规小电器的供电需求。该电源采用推挽升压和全桥逆变两级变换，前后级之间完全隔离。在控制电路上，前级推挽升压电路采用SG3525芯片控制，采样变压器绕组电压做闭环反馈；逆变部分采用单片机数字化SPWM控制方式，采样直流母线电压做电压前馈控制，同时采样电流做反馈控制；在保护上，具有输入过、欠压保护，输出过载、短路保护，过热保护等多重保护功能电路，增强了该电源的可靠性和安全性。
该电源可以在输人电压从10．5V到15V变化范围内，输出220V±10V的正弦波交流电压，频率50Hz±O．5Hz，直流分量 l 主电路 逆变电源主电路采用推挽升压和全桥逆变两级变换，如图1所示。 输入电压一端接在变压器原边的中间抽头，另一端接在开关管S1及S2的中点。控制S1及S2轮流导通，在变压器原边形成高频的交流电压，经过变压器升压、整流和滤波在电容C1上得到约370 V直流电压。对S3～S6组成的逆变桥采用正弦脉宽调制，逆变输出电压经过电感L、电容C2滤波后，最终在负载上得到220 V、50 Hz的正弦波交流电。采用高频变压器实现前后级之间的隔离，有利于提高系统的安全性。 输入电压10．5～15 V，输入最大电流15 A，考虑一倍的余量，推挽电路开关管S1及S2耐压不小于30 V，正向电流不 小于30 A，选用IRFZ48N。 升压高频变压器的设计应满足在输入电压最低时，副边电压经整流后不小于逆变部分所需要的最低电压350 V，同时输入电压最高时，副边电压不能过高，以免损坏元器件。同时也必须考虑绕线上的电压降和发热问题。选EE型铁氧体磁芯，原副边绕组为7匝：300匝。关于高频变压器的设计可以参考文献。 变压器副边输出整流桥由4个HER307组成．滤波电容选用68μF、450 V电解电容。 根据输出功率的要求，输出电流有效值为0 6～O.7 A，考虑一定的电压和电流余量，逆变桥中的S3～S6选用IRF840。逆变部分采用单极性SPWM控制方式，开关频率fs=16 kHz。 假没滤波器时间常数为开关周期的16倍，即谐振频率取1 kHz，则有 滤波电感电容LC≈2．5×10-3，可选取L=5 mH，C=4．7μF。滤波电感L选用内径20 mm，外径40 mm的环形铁粉芯磁芯，绕线采用直径O．4 mm的漆包线2股并绕，匝数180匝。数字化SPWM控制方法 该逆变电源的控制电路也分为两部分。前级推挽升压电路由PWM专用芯片SG3525控制，采样变压器绕组电压实现电压闭环反馈控制。后级逆变电路由单片机PICl6C73控制，采样母线电压实现电压前馈控制。前级控制方法比较简单，在这里主 要介绍后级单片机的数字化SPWM控制方式。 2.l 正弦脉宽调制SPWM 正弦脉宽调制SPWM技术具有线性调压、抑制谐波等优点，是目前应用最为广泛的脉宽调制技术．一般用三角波μc作为载波信号，正弦波ug=UgmSin2πfgt作为调制信号，根据μ和μg的交点得到一系列脉宽按正弦规律变化的脉冲信号。则可以定义调制比m=Ugm／Ucm，频率比K=fc／fa=Tg／Tco。 正弦脉宽调制可以分为单极性SPWM和双极性SPWM。双极性SPWM的载波为正负半周都有的对称三角波，输出电压为正负交替的方波序列而没有零电平，因此可以应用于半桥和全桥电路。实际中应选择频率比K为奇数，使得输出电压μo具有奇函数对称和半波对称的性质，μc无偶次谐波。但是输出电压μc中含有比较严重的n=K次中心谐波以及n=jk±6次边频谐波。 其控制信号为相位互补的两列脉冲信号。 单极性SPWM的载波为单极性的不对称三角波，输出电压也是单极性的方波。因为输出电压中包含零电平，因此，单极性SPWM只能应用于全桥逆变电路。由于其载波本身就具有奇函数对称和半波对称特性，无论频率比K取奇数还是偶数输出电压Uo都没有偶次谐波。输出电压的单极性特性使得uo不含有n=k次中心谐波和边频谐波，但却有少量的低频谐波分量。单极性SPWM的控制信号为一组高频(载波频率fe)脉冲和一组低频(调制频率fk)脉冲，每组的两列脉冲相位互补。由三角载波和正弦调制波的几何关系可以得到，在k》l时，高频脉冲的占空比D为 2．2 PIC单片机的软件实现 PICl6C73是Microchip公司的一款中档单片机，它功能强大而又价格低廉。PICl6C73内部有两个CCP(Capture、Compare、PWM)模块，当它工作在PwM模式下，CCP x引脚就可以输出占空比10位分辨率可调的方波，图2为其工作原理图。 TMR2在计数过程中将同步进行两次比较：TMR2和CCPRxH比较一致将使CCPX引脚输出低电平；TMR2和PR2比较一致将使CCPx引脚输出高电平，同时将TMR2清O，并读入下一个CCPRxH值，如图3所示。因此，设定CCPRxH值就可以设定占空比，设定PR2值就可以设定脉冲周期。脉冲占空比D可以表示为 在本设计中，全桥逆变器采用单极性SPWM调制方式。CCP1模块用来产生高频脉冲，CCP2模块用来产牛低频脉冲。选择16M晶振，根据脉冲周期Tc=[(PR2)+l]×4×4*Tosc和频率比k=Tg／Tc,可以取PR2=249，k=320，则有Tg=20 ms，高频脉冲序列每一一个周期中包含：320个脉冲。设调制比m=0．92，将，t=TgN／320代入式(2)，联立式(3)可以得到产生高频脉冲 所需要的CCP1H的取值，第0～79个脉冲为 CCP1H=230sin(πN/160)（4） 式中：N为O→79。 考虑到正弦波的对称性，可以得到第80～159个脉冲为 CCP1H=230sin[π×(80—N)／160](5)根据脉冲的互补性，可以得到第160～239个脉冲为 CCP1H=250—230sin(πN／160)(6) 第240～319个脉冲为 CCP1H=250—230Sin[π×(80一N)／160](7) 因此，在程序中存储表格230sin(πN／160)，N∈[0，79]就可以得到整个周期320个高频脉冲的CCP．H值。第O～79点，CCP1H为正向查表取值；第80～159点，CCP1H为反向查表取值；第160～239点CCP1H为计数周期减去正向查表值；第240~319点CCP1H为计数周期减去反向查表值。 对于低频脉冲，前半个周期可以看成由占空比始终为1的高频脉冲组成，后半个周期看成由占空比始终为0的高频脉冲组成，因此，第O～159个脉冲，CCP2H=250，第160～319个脉冲，CCP2H=O。 图4为单片机_TMR2中断程序的流程图，在中断程序中查表修改CCPxL的值．就可以改变下一个脉冲的CCPxH值，从而 修改下一个脉冲的占空比，实现SPWM控制。实验结果 实验中，输入电压变化范围为10．5~15 V，输出滤波电感5．3mH，滤波电容8μF，从空载到150W负载状态下都可以输出(220±10V)、50Hz的正弦波交流电压，如表1和表2所示。图5和图6分别为空载和150W纯阻性负载条件下输出电压电流波形。可以看出输出电压和电流波形良好，经测量电压波形的THD为3．6％。结语 本文详细分析了一种正弦波输出的逆变电源的设计，以及基于单片机的数字化SPWM控制的实现方法。数字化SPWM控制灵活，电路结构简单，控制的核心部分在软件中，有利于保护知识产权。 美国专利局 一种电力变压器 尼古拉特斯拉，纽约县，纽约州 专利申请号：593138 公开日：1897年11月2日 提交申请日：1897年3月20日 申请编号：629453（无模型） 致相关负责人： 众所周知，我尼古拉特斯拉是一个美国公民，定居在纽约州纽约县。针对电力变压器，我发明了一种实用新型的改进方法。参考该发明的图纸，对其做出以下详细说明。 为了开发高压电流，我设计并投入使用了一种设备。现在这个申请是基于它提出的。在此之前，按照制造商的原则构造的变压器和感应线圈完全不能被生产和实际利用，而我设计的变压器和感应线圈，至少不会破坏自身设备，并且对接近或触摸该设备的人员也没有危险性。 这次改进涉及到一种新颖的变压器形式和一个电力传输系统形式，通过这个系统可以将电源电压增加到比以前实际采用的电压还高的电压进行线路传输。根据产生电压的要求，为了不仅要避免来自自感所产生的危害，而且操作起来安全，搭建了这个设备。为了达到这个目标，我构造了一个初级和次级线圈按特定方式绕制和装配的变压器。因为最远处的电压是最高的终端电压，所以相邻绕线之间电压应该是最小的，而来自电压效应的危害可能性会随着电压的增长而增长，所以变压器的次级线圈要远离初级线圈。 上面谈到的具有这种特性的线圈是扁平的螺旋形，就是我采用的形式。将初级线圈缠绕在次级线圈之外，并从后者的中心或内端头提取电流。但是，我可以不按照这种形式或改变一下形式，详情会在下文说明的。在构造我的改进变压器时，基于电气干扰在这种电路的传播速度，我采用的次级线圈长度大概是电路中电气干扰波长的1/4。一般来所，这种长度会使距离初级线圈较远的次级线圈终端可以获得最大值。在使用这些线圈时，为了更有效的避免伤害到人或者是损坏接在初级线圈上的设备，我将次级线圈的一端接地，即接近初级线圈的一端接地。 在附图中，图1是在构造我的改良线圈过程中所采用的绕线和联接方式并用它们进行远距离输送电能方式图解说明，图2是一个侧面图，图3是和我的发明一致的改进绕线方式的部分侧面图。图中A、B、C的含义如下： A表示指定的核心，如果需要，它可以是有磁性材料； B表示次级线圈，通常按螺旋的方式绕在核心上； C表示初级线圈，靠近次级线圈缠绕。次级线圈的一端接在螺旋线圈的中心，电流从中心流向传输线或做其他用途，另一端连接地或者接到初级线圈。 当两个线圈用在传输系统中时，其中的电流先被升为高压，然后再被转变为低压。那么接收变压器的构造和连接方式将和第一个变压器的相同，也就是说，对应于发送变压器次级线圈的中心点的接法，接收变压器的中心点要连到传输线上，另一端接地或者接到局部电路上，其对应于发送变压器初级线圈的接法。在这种情况下，线路导线也应该支持这种传输方式，以避免电流没有通过导线直接流向相邻的物体时将其接地，比如说，借助于安装在金属杆上的长绝缘子，以至于当电流从线路上泄露时可以无害地将电流导向大地。在图1描述的系统中，习惯地把发电机G说成升压变压器的供给对象，而电灯H和电动机K，连接在降压变压器上。 把次级线圈可以绕成平接头圆锥体形状，而不是绕成平面的螺旋状。初级线圈绕在底部，如图2所示。实践中做一般用途的设备，构造线圈更适合按照图3 进行设计。在图中，两个L都是绝缘线轴，次级线圈绕在上面。然而在两个截面上形成两个次级。初级线圈的C围绕两个次级线圈B绕成螺旋形平带状。 次级线圈的内部终端头通过绝缘管子M引出，另一个终端或外部终端与初级线圈相接。如前面所述，基于通过线圈自身的电磁波动的传播速度和设计电路的使用目的，次级线圈B的长度，即两个次级线圈都被使用时每个次级线圈的长度，如图3所示，应该是次级电路中电磁波长的1/4。也就是说如果包括线圈在内的电路中电流的传播速度是每秒18万5千英里，那么在这个电路中频率将是925HZ，每一个波长是200英里长。也就是说, 18万5千英里的长度里将包含925个驻波。在这样的频率下，每个波长应该用50英里长的次级线圈，那么在次级线圈的一端电压为0伏，另一端电压最大。 在这里描述的线圈特征具有以几个重要优势。虽然电压随着线圈匝数增加而增加，但是相邻匝数之间的电压却比较小，因此，我改进的线圈可以成功地得到一个非常高的电压，而普通线圈行不通。由于次级线圈连接在初级线圈上，因此，初级线圈和次级线圈相邻的部分具有相同的电压。因此从一个跳向另一个不会有电火花产生进而破坏其绝缘性。此外，由于初级线圈和次级线圈都是接地的，线圈的线路终端能达到保护远离设备的每一个点，使通过靠近或触摸设备的人员放电的危险降到最小。 我知道，一种平面螺旋形感应线圈就其本身而言并不新鲜，而且对此我不再声明，但是对于我的发明我要声明以下几点： 1.一种用来在高压情况下产生或转换电流的变压器，由初级线圈和次级线圈组成。次级线圈的一个终端与初级线圈有电气连接，而且在使用过程中，次级线圈的这一端要接地。 2.一种用来在高压情况下产生或转换电流的变压器，由按照平面螺旋状缠绕的初级线圈和次级线圈组成。靠近初级线圈的次级线圈的一端与初级线圈形成电气连接，而且当变压器使用时，要接地，如前所述。 3.一种用来在高压情况下产生或转换电流的变压器，由按照平面螺旋状缠绕的初级线圈和次级线圈组成。次级线圈在内部，由初级线圈的绕线环绕。在使用变压器时，它们临近的终端相连并接地，如前所述。 4.在一个转换并传输电能的系统中，两个变压器相组合，一个升压，一个降压。所说变压器一端通 过一个长且细的线圈连接到线路上，靠近比较短的线圈的另一端接地，如前所述。 尼古拉特斯拉 证明人：M.LAWSON DYER，G.W.MARTLING.第五篇：特斯拉专利2-一种电力变压器(樊京的博客)
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