基于DSP的大功率开关电源的设计方案

第一篇：基于DSP的大功率开关电源的设计方案

富士变频器FRN15P11S-4CX 二手变频器

0 引 言

信息时代离不开电子设备，随着电子技术的高速发展，电子设备的种类与日俱增，与人们的工作、生活的关系也日益密切。任何电子设备又都离不开可靠的供电电源，它们对电源供电质量的要求也越来越高。

目前，开关电源以具有小型、轻量和高效的特点而被广泛应用于电子设备中，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源。与之相应，在微电子技术发展的带动下，DSP芯片的发展日新月异，因此基于DSP芯片的开关电源拥有着广阔的前景，也是开关电源今后的发展趋势。

电源的总体方案

本文所设计的开关电源的基本组成原理框图如图1所示，主要由功率主电路、DSP控制回路以及其它辅助电路组成。

开关电源的主要优点在“高频”上。通常滤波电感、电容和变压器在电源装置的体积和重量中占很大比例。从“电路”和“电机学”的有关知识可知，提高开关频率可以减小滤波器的参数，并使变压器小型化，从而有效地降低电源装置的体积和重量。以带有铁芯的变压器为例，分析如下：

图1 系统组成框图

设铁芯中的磁通按正弦规律变化，即φ= φMsinωt，则：

式中，EM= ωWφ M=2πfWφM，在正弦情况下，EM=√2E，φM=BMS，故：

东营二手变频器http://www.xiexiebang.comT、比较控制寄存器COMCONA/B、死区控制寄存器DBTCONA/B。

PWM波的生成需对TMS320LF2407A的事件管理模块中的寄存器进行配置。由于选用的是PWM1/2，因此配置事件管理寄存器组A，根据需要生成带死区PWM波的设置步骤为：

(1)设置并装载比较方式寄存器ACTRA，即设置PWM波的输出方式;

(2)设置T1CON寄存器，设定定时器1工作模式，使能比较操作;

(3)设置并装载定时器1周期寄存器T1PR，即规定PWM 波形的周期;

(4)定义CMPR1寄存器，它决定了输出PWM 波的占空比，CMPR1中的值是通过计算采样值而得到的;

(5)设置比较控制寄存器COMCONA，使能PD—PINTA 中断;

(6)设置并装载死区寄存器DBTCONA，即设置死区时间。

图10所示为带死区PWM波的生成原理

3.5 键盘扫描及LCD显示模块

按键扫描执行模块的作用是判断用户的输入，对不同的输入做出相应的响应。本开关电源设计采用16个压电式按键组成的矩阵式键盘构成系统的输入界面。16个按键的矩阵式键盘需要DSP的8个I/O口，这里选用IOPA0～IOPA3作为行线，IOPF0～IOPF3作为列线。由于TMS320LF2407A都是复用的I/O口，因此需要对MCRA和MCRC寄存器进行设置使上述8个I/O口作为一般I/O端口使用。按键扫描执行模块采用的东营二手变频器http://www.xiexiebang.com/weixiuanli/ http://www.xiexiebang.com/bianpinqichangshi/

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是中断扫描的方式，只有在键盘有键按下时才会通过外部引脚产生中断申请，DSP相应中断，进人中断服务程序进行键盘扫描并作相应的处理。

LCD显示模块需要DSP提供11个I/O口进行控制，包括8位数据线和3位控制线，数据线选用IOPB0～IOPB7，控制线选用IOPFO IOPF2，通过对PBDATDIR和PFDATDIR寄存器的设置实现DSP与LCD的数据传输，实时显示开关电源的运行状态。

样机研制

主要技术指标如下：输入电压：三相AC380 V±5%;输出电压：DC220V±2%;输出电流：50 A;额定功率：11 kW。

所得试验样机额定负载时的输出波形如图11(a)所示。由图11(a)实际读数可知，输出电压从0上升到220 V的响应时间为1s左右，电源系统具有较快的响应速度。同时，由图11(b)中的电压波形局部放大图可见，输出电压为220 V时，电压波动在2 V左右，其最大电压波动小于1%。

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图11 样机额定负载时的输出波形

结论

本文介绍的基于DSP的大功率高频开关电源，充分发挥了DSP强大功能，可以对开关电源进行多方面控制，并且能够简化器件，降低成本，减少功耗，提高设备的可靠性。试验数据表明指标满足设计要求，本电源均能够保持良好的输出性能。

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第二篇：基于DSP开关电源

基于DSP的开关电源

摘要

本文以TMs320LF2407A为控制核心，介绍了一种基于DSP的大功率开关电源的设计方案。该电源采用半桥式逆变电路拓扑结构，应用脉宽调制和软件PID调节技术实现了电压的稳定输出。最后，给出了试验结果。试验表明，该电源具有良好的性能，完全满足技术规定要求。关键字：DSP；开关电源；PID调节

ABSTRACT In this paper,setting TMs320LF2407A as the control center, it describes a DSP-based high-power switching power source design.The power supply uses a half-bridge inverter circuit topology, applications and software PID regulator pulse width modulation technology to achieve a stable output voltage.Finally, the experimental results was given.The experimental results show that the power supply has a good performance, fully meeting the technical requirements.Key Words: DSP;Switching power supply;PID

0 引 言

信息时代离不开电子设备，随着电子技术的高速发展，电子设备的种类与日俱增，与人们的工作、生活的关系也日益密切。任何电子设备又都离不开可靠的供电电源，它们对电源供电质量的要求也越来越高。

目前，开关电源以具有小型、轻量和高效的特点而被广泛应用于电子设备中，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源。与之相应，在微电子技术发展的带动下，DSP芯片的发展日新月异，因此基于DSP芯片的开关电源拥有着广阔的前景，也是开关电源今后的发展趋势。电源的总体方案设计

本文所设计的开关电源的基本组成原理框图如图1所示，主要由功率主电路、DSP控制回路以及其它辅助电路组成。

开关电源的主要优点在“高频”上。通常滤波电感、电容和变压器在电源装置的体积和重量中占很大比例。从“电路”和“电机学”的有关知识可知，提高开关频率可以减小滤波器的参数，并使变压器小型化，从而有效地降低电源装置的体积和重量。以带有铁芯的变压器为例，分析如下：

图1.开关电源基本原理

设铁芯中的磁通按正弦规律变化，即φ= φMsinωt，则：

eLWdWcostEMcost dt(1)式中，EM= ωWφ M=2πfWφM，在正弦情况下，EM=√2E，φM=BMS，故：

E2fWM4.44fWBMS 2(2)式中，f为铁芯电路的电源频率；W 为铁芯电路线圈匝数；BM为铁芯的磁感应强度；S为铁芯线圈截面积。

从公式可以看出电源频率越高，铁芯截面积可以设计得越小，如果能把频率从50 Hz提高到50 kHz，即提高了一千倍，则变压器所需截面积可以缩小一千倍，这样可以大大减小电源的体积。

综合电源的体积、开关损耗以及系统抗干扰能力等多方面因素的考虑，本开关电源的开关频率设定为30 kHZ。系统的硬件设计 2.1 功率主电路

本电源功率主回路采用“AC-DC-AC—DC”变换的结构，主要由输入电网EMI滤波器、输人整流滤波电路、高频逆变电路、高频变压器、输出整流滤波电路等几部分组成，如图2所示。

图2.功率主电路原理图

图3.功军主回路的电压波形变化

本开关电源采用半桥式功率逆变电路。如图2所示，输入市电经EMI滤波器滤波，大大减少了交流电源输入的电磁干扰，并同时防止开关电源产生的谐波串扰到输入电源端。再经过桥式整流电路、滤波电路变成直流电压加在P、N两点问。P、N之间接人一个小容量、高耐压的无感电容，起到高频滤波的作用。半桥式功率变换电路与全桥式功率变换电路类似，只是其中两个功率开关器件改由两个容量相等的电容CA1和CA2代替。在实际应用中为了提高电容的容量以及耐压程度，CA1和CA2往往采用的是由多个等值电容并联组成的电容组。C A1、CA2 的容量选值应在电源体积和重量允许的条件下尽可能的大，以减小输出电压的纹波系数和低频振荡。CA1 和CA2 在这里同时起到了静态时分压的作用，使Ua =Uin／2。

在本电源的设计中，采用IGBT来作为功率开关器件。它既具有MOSFET的通断速度快、输入阻抗高、驱动电路简单及驱动功率小等优点，又具有GTR的容量大和阻断电压高的优点。

在IGBT的集射极间并接RC吸收网络，降低开关应力，减小IGBT关断产生的尖峰电压；并联二极管DQ实现续流的作用。二次整流采用全波整流电路，通过后续的LC滤波电路，消除高频纹波，减小输出直流电压的低频振荡。LC滤波电路中的电容由多个高耐压、大容量的电容并联组成，以提高电源的可靠性，使输出直流电压更加平稳。2.2 控制电路

控制电路部分实际上是一个实时检测和控制系统，包括对开关电源输出端电压、电流和IGBT温度的检测，对收集信息的分析和运算处理，对电源工作参数的设置和显示等。其控制过程主要是通过采集开关电源的相关参数，送入DSP芯片进行预定的分析和计算，得出相应的控制数据，通过改变输出PWM波的占空比，送到逆变桥开关器件的控制端，从而控制输出电压和电流。

控制电路主要包括DSP控制器最小系统、驱动电路、辅助电源电路、采样电路和保护电路。

（1）DSP控制器最小系统

DSP控制器是其中控制电路的核心采用TMS32OLF2407A DSP芯片，它是美国TEXAS INSTU—MENTS（TI）公司的最新成员。TMS30LF2407A基于C2xLP内核，和以前C2xx系列成员相比，该芯片具有处理性能更好（30MIPS）、外设集成度更高、程序存储器更大、A／D转换速度更快等特点，是电机数字化控制的升级产品，特别适用于电机以及逆变器的控制。DSP控制器最小系统包括时钟电路、复位电路以及键盘显示电路。时钟电路通过15 MHz的外接晶振提供；复位电路直接通过开关按键复位；由4×4的矩阵式键盘和SPRT12864M LCD构成了电源系统的人机交换界面。

（2）驱动放大电路

IGBT的驱动电路采用脉冲变压器和TC4422组成，其电路原理图如图4所示：

图4.IGBT驱动电路原理图

由于TMS320LF2407A的驱动功率较小，不能胜任驱动开关管稳定工作的要求，因此需要加上驱动放大电路，以增大驱动电流功率，提高电源系统的可靠性。如图4所示，采用两片TCA422组成驱动放大电路。

TC4421／4422是Microchip公司生产的9A高速MOsFET／IGBT驱动器，其中TC4421是反向输出，TC4422是同向输出，输出级均为图腾柱结构。

TC4421／4422具有以下特点：

①输出峰值电流大：9 A；

② 电源范围宽：4.5 V～18 V；

③连续输出电流大：最大2 A；

④快速的上升时间和下降时间：30 ns（负载4700pF），180 ns（负载47000 pF）；

⑤传输延迟时间短：30 ns（典型）；

⑥供电电流小：逻辑“1”输入～200μA（典型），逻辑“0”输入～55 μA（典型）；

⑦输出阻抗低：1.4 Ω（典型）；

⑧闭锁保护：可承受1.5 A的输出反向电流；

⑨输入端可承受高达5 V的反向电压；

⑩能够由TTL或CMOS电平（3 V～18 V）直接驱动，并且输人端采用有300 mV滞回的施密特触发电路。

当TMS320LF2407A输出的PWM1为高电平，PWM2为低电平时，经过TCA422驱动放大后输出，在脉冲变压器一次侧所流过的电流从PWMA流向PWMB，如图4中箭头所示，电压方向为上正下负。

根据变压器的同名端和接线方式，则开关管Q1的栅极电压为正，Q2的栅极电压为负。因此，此时是驱动QM1导通。反之若是PWM1为高电平，PWM2为低电平时，则是驱动Q2导通。四只二极管DQ1 ～DQ2的作用是消除反电动势对TCA422的影响。

（3）辅助电源电路

本开关电源电路设计过程中所需要的几路工作电源如下：

① TMS320LF2407 DSP所需电源：I／O 电源（3.3 V），PLL（PHSAELOCKED LOOP）电源（3.3 V），FIASH编程电压（5 V），模拟电路电源电压（3.3 V）；②TCA422芯片所需电源：电源端电压范围4.5～18 V（选择15 V）；③采样电路中所用运算放大器的工作电源为15 V。

因此，整个控制电路需要提供15 V、5 V和3.3 V三种制式的电压。设计中选用深圳安时捷公司的HAw 5-220524 AC／DC模块将220 V、50 Hz的交流电转换成24 V直流电，然后采用三端稳压器7815和7805获得15 V和5 V的电压。TMS320LF2407A所需的3.3 V由5 V通过TPS7333QD电压芯片得到。（4）采样电路

电压采样电路由三端稳压器TL431和光电耦合器PC817之问的配合来构成。电路设计如图5所示，TL431与PC817一次侧的LED串联，TL431阴极流过的电流就是LED的电流。输出电压Ud经分压网络后到参考电压UR与TL431中的2.5 V基准电压Uref进行比较，在阴极上形成误差电压，使LED的工作电流 If发生变化，再通过光耦将变化的电流信号转换为电压信号送人LF2407A的ADCIN00引脚。

图5.电压采样电路原理图

由于TMS320LF2407A的工作电压为3.3 V，因此输入DSP的模拟信号也不能超过3.3 V。为防止输入信号电压过高造成A／D输入通道的硬件损坏，我们对每一路A／D通道设计了保护电路，如图5所示，Cu2，CU3 起滤波作用，可以将系统不需要的高频和低频噪声滤除掉，提高系统信号处理的精度和稳定性。

另外，采用稳压管限制输入电压幅值，同时输入电压通过二极管与3.3 V电源相连，以吸收瞬间的电压尖峰。

当电压超过3.3 V时，二极管导通，电压尖峰的能量被与电源并联的众多滤波电容和去耦电容吸收。并联电阻Ru4的目的是给TL431提供偏置电流，保证TL431至少有1 mA的电流流过。Cu1 和RU3作为反馈网络的补偿元件，用以优化系统的频率特性。

电流采样的原理与电压采样类似，只是在电路中要通过电流传感器将电流信号转换为电压信号，然后再进行采集。

（5）保护电路

为保证系统中功率转换电路及逆变电路能安全可靠工作，TMs320LF2407A提供了PDPINTA,各种故障信号经或门CD4075B综合后，经光电隔离、反相及电平转换后输入到PDPINTA引脚，有任何故障时，CD4075B输出高电平，PDPINTA引脚相应被拉为低电平，此时DSP所有PWM输出管脚全部呈现高阻状态，即封锁PWM输出。整个过程不需要程序干预，由硬件实现。这对实现各种故障信号的快速处理非常有用。在故障发生后，只有在人为干预消除故障，重启系统后才能继续工作。系统的软件实现

为了构建DSP控制器软件框架，使程序易于编写、查错、测试、维护、修改、更新和扩充，在软件设计中采用了模块化设计，将整个软件划分为初始化模块、ADC信号采集模块、PID运算处理模块、PWM波生成模块、液晶显示模块以及按键扫描模块。各模块间的流程如图6所示。

图6.功能模块流程图

3.1 初始化模块

系统初始化子程序是系统上电后首先执行的一段代码，其功能是保证主程序能够按照预定的方式正确执行。系统的初始化包括所有DSP的基本输入输出单元的初始设置、LCD初始化和外扩单元的检测等。

3.2 ADC采样模块

TMS320LF2407A芯片内部集成了10位精度的带内置采样／保持的模数转换模块（ADC）。根据系统的技术要求，10位ADC的精度可以满足电压的分辨率、电流的分辨率的控制要求，因此本设计直接利用DSP芯片内部集成的ADC就可满足控制精度。另外，该10位ADC是高速ADC，最小转换时间可达到500 ns，也满足控制对采样周期要求。

ADC采样模块首先对ADC进行初始化，确定ADC通道的级联方式，采样时间窗口预定标，转换时钟预定标等。然后启动ADC采样，定义三个数组依次存放电压、电流和温度的采样结果，对每一个信号采样8次，经过移位还原后存储到相应的数组中，共得到3组数据。如果预定的ADC中断发生，则转人中断服务程序，对采样的数据进行分析、处理和传输。以电压采样为例，其具体的流程图如图7所示。

图7.程序流程图

3.3 PID运算模块

本系统借助DSP强大的运算功能，通过编程实现了软件PID调节。由于本系统软件中采用的是增量式PID算法，因此需要得到控制量的增量△un，式（3）为增量式PID算法的离散化形式：

unKp(enen1)KienKd[en2en1en2]

(3)

开关电源在进入稳态后，偏差是很小的。如果偏差e在一个很小的范围内波动，控制器对这样微小的偏差计算后，将会输出一个微小的控制量，使输出的控制值在一个很小的范围内，不断改变自己的方向，频繁动作，发生振荡，这既影响输出控制器，也对负载不利。

为了避免控制动作过于频繁，消除由于频繁动作所引起的系统振荡，在PID算法的设计中设定了一个输出允许带eo。当采集到的偏差|en|≤eo时，不改变控制量，使充电过程能够稳定地进行；只有当|en| >eo 时才对输出控制量进行调节。PID控制模块的程序流程如图8所示：

图8.PID运算程序流程图

TMS320LF2407A内部包括两个事件管理器模块EVA和EVB，每个事件管理器模块包括通用定时器GP、比较单元、捕获单元以及正交编码脉冲电路。通过TMS320LF2407A事件管理模块中的比较单元可以产生带死区的PWM波，与PWM 波产生相关的寄存器有：比较寄存器CMPRx、定时器周期寄存器Tx—PR、定时器控制寄存器TxCON、定时器增／减计数器TxCNT、比较控制寄存器COMCONA／B、死区控制寄存器DBTCONA／B。

PWM波的生成需对TMS320LF2407A的事件管理模块中的寄存器进行配置。由于选用的是PWM1／2，因此配置事件管理寄存器组A，根据需要生成带死区PWM波的设置步骤为：

（1）设置并装载比较方式寄存器ACTRA，即设置PWM波的输出方式；

（2）设置T1CON寄存器，设定定时器1工作模式，使能比较操作；

（3）设置并装载定时器1周期寄存器T1PR，即规定PWM 波形的周期；

（4）定义CMPR1寄存器，它决定了输出PWM 波的占空比，CMPR1中的值是通过计算采样值而得到的；

（5）设置比较控制寄存器COMCONA，使能PD—PINTA 中断；

（6）设置并装载死区寄存器DBTCONA，即设置死区时间。

图9.带死区PWM波的生成原理

3.5 键盘扫描及LCD显示模块

按键扫描执行模块的作用是判断用户的输入，对不同的输入做出相应的响应。本开关电源设计采用16个压电式按键组成的矩阵式键盘构成系统的输入界面。16个按键的矩阵式键盘需要DSP的8个I／O口，这里选用IOPA0～IOPA3作为行线，IOPF0～IOPF3作为列线。由于TMS320LF2407A都是复用的I／O口，因此需要对MCRA和MCRC寄存器进行设置使上述8个I／O口作为一般I／O端口使用。按键扫描执行模块采用的是中断扫描的方式，只有在键盘有键按下时才会通过外部引脚产生中断申请，DSP相应中断，进人中断服务程序进行键盘扫描并作相应的处理。

LCD显示模块需要DSP提供11个I／O口进行控制，包括8位数据线和3位控制线，数据线选用IOPB0～IOPB7，控制线选用IOPFO IOPF2，通过对PBDATDIR和PFDATDIR寄存器的设置实现DSP与LCD的数据传输，实时显示开关电源的运行状态。结论

本文介绍的基于DSP的大功率高频开关电源，充分发挥了DSP强大功能，可以对开关电源进行多方面控制，并且能够简化器件，降低成本，减少功耗，提高设备的可靠性。

参考文献

[1]何希才.新型开关电源的设计与应用[J]．北京：科学出版社，2001 [2]刘和平，严利平，张学锋等.TMS320LF240xDSP结构、原理及应用[J]．北京：航空航天大学出版社，2002 [3] 陈伟，马金平，杜志江，李永利.基于DSP的PWM型开关电源的设计[J].微计算机信息，2006，12(5)：238-240 [4]周志敏，周纪海.开关电源实用技术——设计与应用[J].北京：人民邮电出版社，2003 [5] 毛晓波.交流采样技术及其DSP实现方法.微计算机信息[J].2005，11(5)：36-39

第三篇：开题报告-大功率开关电源的设计

开题报告

电气工程及自动化

大功率开关电源的设计

一、综述本课题国内外研究动态，说明选题的依据和意义

开关电源的前身是线性稳压电源。在开关电源出现之前，各种电子装置、电气控制设备的工作电源都采用线性稳压电源。随着电子技术的迅猛发展，集成度的不断增加，计算机等各种电子设备体积越来越小而功能却越来越强大，因此，迫切需要重量轻、体积小、效率高的新型电源，这就为开关电源技术的发展提供了强大的动力。

可以说，开关电源技术的发展是随着电力电子器件的发展而发展的。新型电力电子器件的发展为开关电源的发展提供了物质条件。20世纪60年代末，耐高压、大电流的双极型电力晶体管（亦称巨型晶体管，BJT、GTR）的问世使得采用高工作频率的开关电源的出现称为可能。

早期的开关电源开关频率仅为几千赫兹，随着磁性材料及大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短，开关电源工作频率逐步提高。到了1969年，终于做成了25千赫兹的开关电源。由于它突破了人耳听觉极限的20千赫兹，这一变化甚至被称为“20千赫兹革命”。

在20世纪80年代以前，开关电源作为线性稳压电源的更新换代产品，主要应用于小功率场合。而中大功率直流电源则以晶闸管相控整流电源为主。但是，这一格局从20世纪80年代起，由于绝缘栅极双极型晶体管（简称IGBT）的出现而被打破。IGBT属于电压驱动型器件，与GTR相比前者易于驱动，工作频率更高，有突出的优点而没有明显的缺点。因而，IGBT迅速取代了GTR，成为中等功率范围的主流器件，并且不断向大功率方向拓展。

开关电源开关频率的提高可以使电源重量减轻、体积减小，但使开关损耗增大，电源效率降低，电磁干扰问题变得突出起来。为了解决因提高开关电源工作频率而带来的负面影响，同样在20世纪80年代，出现了软开关技术。软开关技术采用准谐振技术的零电压开关（ZVS）电路和零电流开关(ZCS)电路。在理想情况下，采用软开关技术，可使开关损耗降为零。正是软开关技术的应用，使开关电源进一步向效率高、重量轻、体积小、功率密度大的方向发展。经过近30年的发展，对软开关技术的研究可谓方兴未艾，它已成为各种电力电子电路的一项基础性技术。迄今为止，软开关技术应用最为成功的领域非开关电源莫属。

最近几年，“绿色电源”这一名词开始进入人们的视野。所谓“绿色”是指，对环境不产生噪声、不产生电磁干扰，对电网不产生谐波污染。为了提高开关电源的功率因数，降低开关电源对电网的谐波污染，在20世纪90年代，出现了功率因数校正（Power

Factor

Correction——PFC）技术。目前，单相PFC技术已比较成熟，相关的控制芯片已在各种开关电源中广泛应用，相比之下三相PFC技术则还处在起步阶段。

高频化是开关电源轻、薄、小的关键技术，国外各大开关电源制造商都在功率铁氧体材料上加大科技创新，并致力于开发新型高智能化的元器件，尤其是改善整流器件的损耗，以提高在高频率和较大磁通密度下获得高的磁性能。另外，电容器的小型化和表面粘着（SMT）技术的应用为开关电源向轻、薄、小型化发展奠定了良好的技术支持。目前市场上出售的采用双极性晶体管制成的100千赫兹开关电源和用场效应管制成的500千赫兹开关电源虽已使用化，但其工作频率还有待进一步的提高。

模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，实现并联方式的容量扩展。

选择本课题可以使我掌握开关电源的工作原理，进一步加深对开关电源的理解。并把所学的专业知识（包括单片机原理与应用技术、电力电子技术、大学物理、计算机辅助设计等）应用到具体实例中，有效地巩固所学的基础理论知识，真正做到学有所用。

二、研究的基本内容，拟解决的主要问题：

1、研究的基本内容包括：开关电源的工作原理，大功率开关电源中普遍采用的全桥型电路及其驱动电路以及高频变压器的设计与制作等。

2、计划将此系统分成四部分——功率因数校正（PFC）电路、辅助电源模块、主电路以及控制电路。

3、功率因数校正电路用来提高整流电路的功率因数，防止大量的谐波分量涌入电网，造成对电网的谐波污染，干扰其它用电设备的正常运行。

4、辅助电源模块用来为控制电路提供电能。拟用单片集成开关电源芯片（TOP204）来实现。

5、控制电路用场效应管集成驱动芯片IR2155,驱动全桥电路。

6、主电路的设计主要包括高频变压器的设计和全桥型电路中功率管的选型。

三、研究步骤、方法及措施：

步骤：

（1）查阅相关的技术资料，制定初步的方案；

（2）利用适当的计算机辅助设计软件（如Proteus、PI

Expert

6.5、Multism等）对设计方案进行模拟仿真；

（3）四个模块设计的先后顺序为功率因数校正电路、辅助电源模块、控制电路和主电路。

方法：化繁为简，将整个系统分解成四个部分，方便设计、调试。对局部电路预先进行仿真，对结果有所预期。

措施：查阅于毕业设计有关资料和文献（图书馆、超星电子图书阅览室等）。经常与指导老师取得联系，一起探讨有关电路的设计方案等问题。

四、参考文献

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周志敏，周纪海，纪爱华.高频开关电源设计与应用实例[M].北京：人民邮电出版社，2004.[3]

张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京：电子工业出版社，2000.[4]

蒋玉萍，倪海东.高频开关电源与应用[M].北京：机械工业出版社，2004.[5]

翟亮，凌民.基于MATLAB有控制系统计算机仿真[M].北京：清华大学出版社，2006.[6]

王庆.Protel

SE及DXP电路设计教程[M].北京：电子工业出版社，2006.[7]

刘国权，韩晓东.Protel

DXP

电路原理图设计指南[M].北京：中国铁道出版社，2003.[8]

周仲编。国产集成电路应用500例[M].北京：电子工业出版社，1992.

第四篇：大功率开关电源中功率MOSFET的驱动技术

大功率开关电源中功率MOSFET的驱动技术 [出处/作者]：Microchip Technology公司

功率MOSFET具有导通电阻低、负载电流大的优点，因而非常适合用作开关电源（switch-mode power supplies，SMPS）的整流组件，不过，在选用MOSFET时有一些注意事项。

功率MOSFET和双极型晶体管不同，它的栅极电容比较大，在导通之前要先对该电容充电，当电容电压超过阈值电压（VGS-TH）时MOSFET才开始导通。因此，栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要求的时间内完成对等效栅极电容（CEI）的充电。

在计算栅极驱动电流时，最常犯的一个错误就是将MOSFET的输入电容（CISS）和CEI混为一谈，于是会使用下面这个公式去计算峰值栅极电流。

I = C(dv/dt)

实际上，CEI的值比CISS高很多，必须要根据MOSFET生产商提供的栅极电荷（QG）指标计算。

QG是MOSFET栅极电容的一部分，计算公式如下：

QG = QGS + QGD + QOD

其中：

QG--总的栅极电荷

QGS--栅极-源极电荷

QGD--栅极-漏极电荷（Miller）

QOD--Miller电容充满后的过充电荷

典型的MOSFET曲线如图1所示，很多MOSFET厂商都提供这种曲线。可以看到，为了保证MOSFET导通，用来对CGS充电的VGS要比额定值高一些，而且CGS也要比VTH高。栅极电荷除以VGS等于CEI，栅极电荷除以导通时间等于所需的驱动电流（在规定的时间内导通）。

用公式表示如下：

QG =(CEI)(VGS)

IG = QG/t导通

其中：

● QG 总栅极电荷，定义同上。

● CEI 等效栅极电容

● VGS 删-源极间电压

● IG 使MOSFET在规定时间内导通所需栅极驱动电流

图1

以往的SMPS控制器中直接集成了驱动器，这对于某些产品而言非常实用，但是，由于这种驱动器的输出峰值电流一般小于1A，所以应用范围比较有限。另外，驱动器发出的热还会造成电压基准的漂移。

随着市场对“智能型”电源设备的呼声日渐强烈，人们研制出了功能更加完善的SMPS控制器。这些新型控制器全部采用精细的CMOS工艺，供电电压低于12V，集成的MOSFET驱动器同时可作为电平变换器使用，用来将TTL电平转换为MOSFET驱动电平。以TC4427A为例，该器件的输入电压范围（VIL = 0.8V，VIH = 2.4V）和输出电压范围（与最大电源电压相等，可达18V）满足端到端（rail-to-rail）输出的要求。

抗锁死能力是一项非常重要的指标，因为MOSFET一般都连接着感性电路，会产生比较强的反向冲击电流。TC4427型MOSFET驱动器的输出端可以经受高达0.5A的反向电流而不损坏，性能不受丝毫影响。

另外一个需要注意的问题是对瞬间短路电流的承受能力，对于高频SMPS尤其如此。瞬间短路电流的产生通常是由于驱动电平脉冲的上升或下降过程太长，或者传输延时过大，这时高压侧和低压侧的MOSFET在很短的时间里处于同时导通的状态，在电源和地之间形成了短路。瞬间短路电流会显着降低电源的效率，使用专用的MOSFET驱动器可以从两个方面改善这个问题：

1．MOSFET栅极驱动电平的上升时间和下降时间必须相等，并且尽可能缩短。TC4427型驱动器在配接1000pF负载的情况下，脉冲上升时间tR和下降时间tF大约是25ns。其他一些输出峰值电流更大的驱动器的这两项指标还可以更短。

图2

2．驱动脉冲的传播延时必需很短（与开关频率匹配），才能保证高压侧和低压侧的MOSFET具有相等的导通延迟和截止延迟。例如，TC4427A型驱动器的脉冲上升沿和下降沿的传播延迟均小于2ns（如图2）。这两项指标会因电压和温度不同而变化。Microchip公司的产品在这项指标上已经跻身领先位置（同类产品此项指标至少要大4倍，集成在SMPS控制器中的驱动器这项指标更不理想）。

以上这些问题（直接关系到成本和可靠性）在独立的、专用的驱动器中都已得到了比较好的处理，但是在集成型器件或传统的分立器件电路中却远未如此。

典型应用

便携式计算机电源

图3为一个高效率同步升压变换器的电路，其输入电压范围是5V至30V，可以与AC/DC整流器（14V/30V）相连，也可以用电池供电（7.2V至10.8V）。

图3

图3中的TC1411N是一种低压侧驱动器，TC1411N的输出峰值电流为1A，由于使用+5V供电，可以降低因栅极过充电引起的截止延时。TC4431是高压侧驱动器，输出峰值电流可达1.5A。用这两种器件驱动的MOSFET可以承受持续30ns、大小为10A的漏极电流。

台式电脑电源

图4为一种台式电脑的电源电路，其中的同步降压变换器一般用于CPU的供电，其输出电流一般不低于6A。这种电路可以提供大小可调的电压，而目前常见的分立器件电源却做不到。

图4的电路要比图3简单些，TC4428A在这里用作高压侧和低压侧的驱动器，并且共享电源VDD；为了降低成本，电路中使用了N沟道MOSFET。TC4428A的输出能力较强，用它驱MOSFET可以承受持续25ns、大小为10A的漏极电流。

图4

功率MOSFET以其导通电阻低和负载电流大的突出优点，已经成为SMPS控制器中开关组件的最佳选择，专用MOSFET驱动器的出现又为优化SMPS控制器带来了契机。那些与SMPS控制器集成在一起的驱动器只适用于电路简单、输出电流小的产品；而那些用分立的有源或无源器件搭成的驱动电路既不能满足对高性能的要求，也无法获得专用单片式驱动器件的成本优势。专用驱动器的脉冲上升延时、下降延时和传播延迟都很短暂，电路种类也非常齐全，可以满足各类产品的设计需要。

第五篇：大功率开关电源中功率MOSFET的驱动技术

大功率开关电源中功率MOSFET的驱动技术

电源网讯 功率MOSFET具有导通电阻低、负载电流大的优点，因而非常适合用作开关电源（switch-mode powersupplies，SMPS）的整流组件，不过，在选用MOSFET时有一些注意事项。功率MOSFET和双极型晶体管不同，它的栅极电容比较大，在导通之前要先对该电容充电，当电容电压超过阈值电压（VGS-TH）时MOSFET才开始导通。因此，栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要求的时间内完成对等效栅极电容（CEI）的充电。

在计算栅极驱动电流时，最常犯的一个错误就是将MOSFET的输入电容（CISS）和CEI混为一谈，于是会使用下面这个公式去计算峰值栅极电流。I = C(dv/dt)实际上，CEI的值比CISS高很多，必须要根据MOSFET生产商提供的栅极电荷（QG）指标计算。

QG是MOSFET栅极电容的一部分，计算公式如下： QG = QGS + QGD + QOD 其中：

QG--总的栅极电荷 QGS--栅极-源极电荷

QGD--栅极-漏极电荷（Miller）QOD--Miller电容充满后的过充电荷

典型的MOSFET曲线如图1所示，很多MOSFET厂商都提供这种曲线。可以看到，为了保证MOSFET导通，用来对CGS充电的VGS要比额定值高一些，而且CGS也要比VTH高。栅极电荷除以VGS等于CEI，栅极电荷除以导通时间等于所需的驱动电流（在规定的时间内导通）。用公式表示如下：QG =(CEI)(VGS)IG = QG/t导通 其中：

● QG 总栅极电荷，定义同上。● CEI 等效栅极电容 ● VGS 删-源极间电压

● IG 使MOSFET在规定时间内导通所需栅极驱动电流

图1 以往的SMPS控制器中直接集成了驱动器，这对于某些产品而言非常实用，但是，由于这种驱动器的输出峰值电流一般小于1A，所以应用范围比较有限。另外，驱动器发出的热还会造成电压基准的漂移。随着市场对“智能型”电源设备的呼声日渐强烈，人们研制出了功能更加完善的SMPS控制器。这些新型控制器全部采用精细的CMOS工艺，供电电压低于12V，集成的MOSFET驱动器同时可作为电平变换器使用，用来将TTL电平转换为MOSFET驱动电平。TC4427A为例，该器件的输入电压范围（VIL =0.8V，VIH = 2.4V）和输出电压范围（与最大电源电压相等，可达18V）满足端到端（rail-to-rail）输出的要求。

抗锁死能力是一项非常重要的指标，因为MOSFET一般都连接着感性电路，会产生比较强的反向冲击电流。TC4427型MOSFET驱动器的输出端可以经受高达0.5A的反向电流而不损坏，性能不受丝毫影响。另外一个需要注意的问题是对瞬间短路电流的承受能力，对于高频SMPS尤其如此。瞬间短路电流的产生通常是由于驱动电平脉冲的上升或下降过程太长，或者传输延时过大，这时高压侧和低压侧的MOSFET在很短的时间里处于同时导通的状态，在电源和地之间形成了短路。瞬间短路电流会显着降低电源的效率，使用专用的MOSFET驱动器可以从两个方面改善这个问题：

1．MOSFET栅极驱动电平的上升时间和下降时间必须相等，并且尽可能缩短。TC4427型驱动器在配接1000pF负载的情况下，脉冲上升时间tR和下降时间tF大约是25ns。其他一些输出峰值电流更大的驱动器的这两项指标还可以更短。

2．驱动脉冲的传播延时必需很短（与开关频率匹配），才能保证高压侧和低压侧的MOSFET具有相等的导通延迟和截止延迟。例如，TC4427A型驱动器的脉冲上升沿和下降沿的传播延迟均小于2ns（如图2）。这两项指标会因电压和温度不同而变化。Microchip公司的产品在这项指标上已经跻身领先位置（同类产品此项指标至少要大4倍，集成在SMPS控制器中的驱动器这项指标更不理想）。以上这些问题（直接关系到成本和可靠性）在独立的、专用的驱动器中都已得到了比较好的处理，但是在集成型器件或传统的分立器件电路中却远未如此。典型应用

便携式计算机电源，图3为一个高效率同步升压变换器的电路，其输入电压范围是5V至30V，可以与AC/DC整流器

（14V/30V）相连，也可以用电池供电（7.2V至10.8V）。

图3 图3中的TC1411N是一种低压侧驱动器，TC1411N的输出峰值电流为1A，由于使用+5V供电，可以降低因栅极过充电引起的截止延时。TC4431是高压侧驱动器，输出峰值电流可达1.5A。用这两种器件驱动的MOSFET可以承受持续30ns、大小为10A的漏极电流。台式电脑电源

图4为一种台式电脑的电源电路，其中的同步降压变换器一般用于CPU的供电，其输出电流一般不低于6A。这种电路可以提供大小可调的电压，而目前常见的分立器件电源却做不到。图4的电路要比图3简单些，TC4428A在这里用作高压侧和低压侧的驱动器，并且共享电源VDD；为了降低成本，电路中使用了N沟道MOSFET。TC4428A的输出能力较强，用它驱MOSFET可以承受持续25ns、大小为10A的漏极电流。

图4 功率MOSFET以其导通电阻低和负载电流大的突出优点，已经成为SMPS控制器中开关组件的最佳选择，专用MOSFET驱动器的出现又为优化SMPS控制器带来了契机。那些与SMPS控制器集成在一起的驱动器只适用于电路简单、输出电流小的产品；而那些用分立的有源或无源器件搭成的驱动电路既不能满足对高性能的要求，也无法获得专用单片式驱动器件的成本优势。专用驱动器的脉冲上升延时、下降延时和传播延迟都很短暂，电路种类也非常齐全，可以满足各类产品的设计需要。