一种高效反激式开关电源的设计与性能测试[优秀范文五篇]

第一篇：一种高效反激式开关电源的设计与性能测试

一种高效反激式开关电源的设计与性能测试

时间：2009-08-04 14:11:58 来源： 中电网 作者：王振宇,成立 江苏大学

由于传统开关电源存在对电网造成谐波污染以及工作效率低等问题，因此目前国内外各类开关电源研究机构正努力寻求运用各种高新技术改善电源性能[1]。其中，在开关电源设计中通过功率因数校正PFC（Power Factor Correction)技术降低电磁污染及利用同步整流技术提高效率的研发途径尤其受到重视。参考文献[2-3]专题研讨了有源功率因数校正（APFC）技术；参考文献[4]综述了单相并联式技术的最新发展；参考文献[5-6]分别优化设计了带负载电流反馈、并联式PFC芯片的AC/DC变换器和升压式PFC变换器，但所设计的电源效率及功率因数分别在85%和90%以下，其性能还有待进一步提高。

本文设计并制作了一种高效低电磁污染的开关电源样机。测试结果表明，该电源具有优良的动态性能、较高的功率因数和工作效率，且控制简单，故具有一定的实际应用价值。开关电源设计方案

开关电源的结构如图1所示，它主要由220V交流电压整流及滤波电路、功率因数校正电路、DC/DC变换器三大部分组成。

220V交流电经整流供给功率因数校正电路，采用Boost型PFC来提高电源的输入功率因数，同时降低了谐波电流，从而减小了谐波污染。PFC的输出为一直流电压UC，通过DC/DC变换可将该电压变换成所要求的两输出直流电压Uo1(12V)和Uo2(24V)。

从图中可以看出，本电源系统设计的关键是在整流滤波器和DC/DC变换器之间加入了功率因数校正电路，使输入电流受输入电压严格控制，以实现更高的功率因数。同时设计中还采用同步整流技术以减少整流损耗，提高DC/DC变换效率。选用反激式准谐振DC/DC变换器，既能增强对输入电压变化的适应能力，又可以降低工作损耗。

为保证开关电源的性能，电源实际制作时还附加了一些电路：(1)保护电路。防止负载本身的过压、过流或短路；(2)软启动控制电路。它能保证电源稳定、可靠且有序地工作，防止启动时电压电流过冲；(3)浪涌吸收电路。防止因浪涌电压电流而引起输出纹波峰-峰值过高及高频辐射和高次谐波的产生。开关电源主要器件选择 2.1 APFC芯片及控制方案

电源中功率因数校正电路以Infineon（英飞凌）公司生产的TDA4863芯片为核心，电路如图2所示。开关管VT1选用增强型MOSFET。具体控制方案为：从负载侧A点反馈取样，引入双闭环电压串联负反馈，以稳定DC/DC变换器的输入电压和整个系统的输出电压。

.2 准谐振DC/DC变换器

DC/DC变换器的类型有多种[7]，为了保证用电安全，本设计方案选为隔离式。隔离式DC/DC变换形式又可进一步细分为正激式、反激式、半桥式、全桥式和推挽式等。其中，半桥式、全桥式和推挽式通常用于大功率输出场合，其激励电路复杂，实现起来较困难；而正激式和反激式电路则简单易行，但由于反激式比正激式更适应输入电压有变化的情况，且本电源系统中PFC输出电压会发生较大的变化，故本设计中的UC/UO变换采用反激方式，有利于确保输出电压稳定不变。

本设计采用ONSMEI(安森美)准谐振型PWM驱动芯片NCP1207，它始终保持在MOSFET漏极电压最低时开通，改善了开通方式，减小了开通损耗。

图3是利用NCP1207芯片设计的DC/DC反激式变换器电路，其工作原理为：PFC输出直流电压UO，一路直接接变压器初级线圈L1，另一路经电阻R3接到NCP1207高压端8脚，使电路起振，形成软启动电路；NCP1207的5脚输出驱动脉冲开通开关管VT，L1存储能量，当驱动关闭时，线圈L2和L3释放能量，次级经整流滤波后供电给负载，辅助线圈释放能量，一部分经整流滤波供电给VCC，形成自举电路，另一部分经电阻R1和R2分压后送到NCP1207的1脚，来判断VT软开通时刻；光耦P1反馈来自输出电压的信号，经电阻R7和电容C2组成积分电路滤波后送入NCP1207的2脚，以调节输出电压的稳定，此为电压反馈环节。电阻R6取样主电流信号，经串联电阻R5和电容C4组成积分电路滤波后送入NCP1207的3脚，此为电流反馈环节。

2.3 同步整流管

电源系统采用电流驱动同步整流技术[8]，基本思路是通过使用低通态电阻的MOSFET代替DC/DC变换器输出侧的整流二极管工作，以最大限度地降低整流损耗，即通过检测流过自身的电流来获得MOSFET驱动信号，VT1在流过正向电流时导通，而当流过自身的电流为零时关断，使反相电流不能流过VT1，故MOSFET与整流二极管一样只能单向导通。

选择同步整流管主要是考虑管子的通态电流要大，通态电阻小，反向耐压足够大（应按24V时变压器次级变换反向电压计 算），且寄生二极管反向恢复时间要短。经对实际电路的分析计算，选用ONSEMI公司生产的MTY100N10E的MOSFET管，其耐压100V，通态电流为100A，通态电阻为11MΩ，反向恢复时间为145ns，开通延迟时间和关断延迟时间分别为48ns和186ns，能满足系统工作要求。降耗及降电磁污染的手段 3.1 降耗措施

(1)利用TDA4863芯片优越性能

TDA4863的性能特点是：当输入电压较高时，片内APFC电路从电网中吸取较多的功率；反之，当输入电压较低时则吸收较少的功率，这就抑制了产生谐波电流，使功率因数接近单位功率因数；片内还包含有源滤波电路，能滤除因输出电压脉动而产生的谐波电流；芯片的微电流工作条件也降低了元器件的损耗。

.2 准谐振DC/DC变换器 DC/DC变换器的类型有多种[7]，为了保证用电安全，本设计方案选为隔离式。隔离式DC/DC变换形式又可进一步细分为正激式、反激式、半桥式、全桥式和推挽式等。其中，半桥式、全桥式和推挽式通常用于大功率输出场合，其激励电路复杂，实现起来较困难；而正激式和反激式电路则简单易行，但由于反激式比正激式更适应输入电压有变化的情况，且本电源系统中PFC输出电压会发生较大的变化，故本设计中的UC/UO变换采用反激方式，有利于确保输出电压稳定不变。

本设计采用ONSMEI(安森美)准谐振型PWM驱动芯片NCP1207，它始终保持在MOSFET漏极电压最低时开通，改善了开通方式，减小了开通损耗。

图3是利用NCP1207芯片设计的DC/DC反激式变换器电路，其工作原理为：PFC输出直流电压UO，一路直接接变压器初级线圈L1，另一路经电阻R3接到NCP1207高压端8脚，使电路起振，形成软启动电路；NCP1207的5脚输出驱动脉冲开通开关管VT，L1存储能量，当驱动关闭时，线圈L2和L3释放能量，次级经整流滤波后供电给负载，辅助线圈释放能量，一部分经整流滤波供电给VCC，形成自举电路，另一部分经电阻R1和R2分压后送到NCP1207的1脚，来判断VT软开通时刻；光耦P1反馈来自输出电压的信号，经电阻R7和电容C2组成积分电路滤波后送入NCP1207的2脚，以调节输出电压的稳定，此为电压反馈环节。电阻R6取样主电流信号，经串联电阻R5和电容C4组成积分电路滤波后送入NCP1207的3脚，此为电流反馈环节。

2.3 同步整流管

电源系统采用电流驱动同步整流技术[8]，基本思路是通过使用低通态电阻的MOSFET代替DC/DC变换器输出侧的整流二极管工作，以最大限度地降低整流损耗，即通过检测流过自身的电流来获得MOSFET驱动信号，VT1在流过正向电流时导通，而当流过自身的电流为零时关断，使反相电流不能流过VT1，故MOSFET与整流二极管一样只能单向导通。

选择同步整流管主要是考虑管子的通态电流要大，通态电阻小，反向耐压足够大（应按24V时变压器次级变换反向电压计 算），且寄生二极管反向恢复时间要短。经对实际电路的分析计算，选用ONSEMI公司生产的MTY100N10E的MOSFET管，其耐压100V，通态电流为100A，通态电阻为11MΩ，反向恢复时间为145ns，开通延迟时间和关断延迟时间分别为48ns和186ns，能满足系统工作要求。降耗及降电磁污染的手段 3.1 降耗措施

(1)利用TDA4863芯片优越性能

TDA4863的性能特点是：当输入电压较高时，片内APFC电路从电网中吸取较多的功率；反之，当输入电压较低时则吸收较少的功率，这就抑制了产生谐波电流，使功率因数接近单位功率因数；片内还包含有源滤波电路，能滤除因输出电压脉动而产生的谐波电流；芯片的微电流工作条件也降低了元器件的损耗。

4.2 不同输入交流电压时的开关管电压波形

图5是负载为12V/1.1A、24V/3.2A时，不同的ui下实测的开关管VT1漏极电压ud的波形。由图可知，当ui在90V～150V低压段时，ud为252V，并保持不变；当ui在210V～260V高压段时，ud一直保持382V不变。由此说明，电源系统实现了输出电压跟随输入交流电压变化的目标。

4.3 输出纹波电压波形

图6为APFC的输出高频和低频纹波电压。由图可知，高频纹波电压约为3V左右，低频纹波频率为100Hz时，波动电压约为10V。因后级为反激式DC/DC变换器，故对输出电压无影响。

4.4 开关电源主要项目测试数据

不同负载和输入交流电压下测试的实验数据如表1所示，表中，Ui、Ii；UO、IO；Pi、PO分别表示整个电源系统的交流输入电压、输入电流；输出电压、输出电流；输入功率、输出功率。样机功率因数cosΦ是采用WT3000型高精度功率分析仪测试得到。具体测试情况是：电源系统未启动时，cosΦ只有0.625左右，但当系统工作后，cosΦ逐渐升高并达到0.952以上，峰值点可达0.989，可见电源系统对功率因数的提升是明显的。

本文所设计的反激式开关电源与普通开关电源相比，具有更低的功耗和电磁污染，而且对样机实测的功率因素cosΦ高于0.95；在输出端电压分别为12V和24V时，对应系统输出纹波电压实测约为104mV和185mV；THD值低至3.75%以下，符合EMI国家标准，整个电源系统的效率范围为85.8%≤η≤87.9%。因此，所设计的开关电源具有较高的实际应用价值，可以将其应用于各种中小功率的电子设备中。

第二篇：基于TOPswitch II的断续工作模式反激式开关电源设计

基于TOPswitch II的断续工作模式反激式开关电源设计

2009年09月17日 作者：韩国良 来源：《中国电源博览》 编辑：樊晓琳

摘要：TOPswitch II系列芯片是Power Integration 公司生产的开关电源专用集成电路，它将脉宽调制电路与高压开关管(MOSFET)及驱动电路等集成在一起，具备完善的保护功能。使用该芯片设计的小功率开关电源，可大大减少外围电路，降低成本，提高可靠性。本文介绍其内部结构和工作原理，给出基于该芯片的断续工作模式反激式开关电源的具体参数设计，并给出实验结果。

关键词：TOPswitch 反激变换器 断续模式

Abstract: TOPswitch II series integrated circuits are produced especially for switching power supply by Power Integration Company, which integrate PWM and high voltage MOSFET together, and have perfect protection function.The low power switching power supply with such integrated circuits has advantages such as simple outer circuits, lower cost and higher reliability.In this paper, the internal construction and principle of TOPswitch II are introduced, and the design procedure and the experimental result of the power supply with flyback topology in discontinuous current mode are illustrated.Keywords: TOPswitch;flyback;discontinuous current mode

1.引言

TOPswitch系列芯片是美国Power Integration公司于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片。它将开关电源中最重要的两个部分—PWM控制集成电路和功率开关管MOSFET集成在一个芯片上，构成PWM/MOSFET合二为一集成芯片，使外部电路简化，同时其内部工作频率高达100kHz，对于200以下的开关电源，采用TOPswitch器件作为主功率器件与其他电路相比，具有体积小、重量轻等优点，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简洁的设计方案。

TOPswitch系列器件可在降压型、升压型、正激式和反激式变换器中使用。而在设计离线式、隔离式开关电源时，大多数功率变换电路需要单独的电感来作为输出脉宽调制波形的低通滤波器，而反激式变换器则不需要额外的电感，同时变压器可实现隔离、能量存储和电压转换的功能，相对于其他隔离式功率变换电路，反激变换器元器件数目少，尤其是磁性元件少，工作频率高达100kHz，使开关电源小型化易于实现。本文以工作在断续模式的反激变换器为电路拓扑，分析设计了一台20W的辅助电源，并给出实验结果。

2.TOPswitch II 简介

TOPswitch 系列器件是三端离线式PWM开关(Three terminal Off line PWM Switch)的英文缩写。TOPswitch系列器件仅用了三个管脚就将离线式开关电源所必需的具有通态可控栅极驱动电路的高压N沟道功率的MOSFET场效应管，电压型PWM控制器，100kHz高频振荡器，高压启动偏置电路，带隙基准，用于环路补偿的并联偏置调整器以及误差放大器和故障保护等功能全部组合在一起。TOPswitch II系列器件是TOPswitch 的升级产品，同后者相比，内部电路做了许多改进，器件对于电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计更为方便，性能有所增强。其型号包括TOP221～TOP227。

TOPswitch II是一个自偏置、自保护的电流占空比线性控制转换器。由于采用CMOS 工艺，转换效率与采用双集成电路和分立元件相比，偏置电流大大减少，并省去了用于电流传导和提供启动偏置电流的外接电阻。

漏极 连接内部MOSFET的漏极，在启动时，通过内部高压开关电流源提供内部偏置电流。

源极 连接内部MOSFET 的源极，是初级电路的公共点和基准点。

控制极 误差放大电路和反馈电流的输入端。在正常工作时，由内部并联调整器提供内部偏流。系统关闭时，可激发输入电流，同时也是提供旁路、自动重启和补偿功能的电容连接点。

控制电压 控制极的电压Vc给控制器和驱动器供电或提供偏压。接在控制极和源极之间的外部旁路电容CT，为栅极提供驱动电流，并设置自动恢复时间及控制环路的补偿。在正常工作(输出电压稳定)时，反馈控制电流给Vc供电，并联稳压器使Vc保持在4.7V。在启动时，控制极的电流由内部接在漏极和控制极之间的高压开关电流源提供。控制极电容CT放电至阈值电压以下时，输出MOSFET截止,控制电路处于备用方式。此时高压电流源接通，并再次给电容CT充电。通过高压电流源的接通和断开，使Vc保持在4.7～5.7V之间。

带隙基准 TOPswitch II内部电压取自具有温度补偿的带隙基准电压。此基准电压也能产生可微调的温度补偿电流源，用来精确地调节振荡器的频率和MOSFET栅极驱动电流。

振荡器 内部振荡器通过内部电容线性地充放电，产生脉宽调制器所需的锯齿波电压。为了降低EMI并提高电源的效率，振荡器额定频率为100kHz。

脉宽调制器 流入控制极的电流在RE两端产生的压降，经RC电路滤波后，加到PWM比较器的同相输入端，与振荡器输出的锯齿波电压比较产生脉宽调制信号。该信号驱动输出MOSFET实现电压型控制。正常工作时，内部MOSFET输出脉冲的占空比随着控制极电流的增加而线性减少。

栅极驱动器 栅极驱动器以一定速率使输出MOSFET导通。为了提高精确度，栅极驱动电流还可以进行微调逐周限流。逐周限流电路用输出MOSFET的导通电阻作为取样电阻，限流比较器将MOSFET导通时的漏源电压与阈值电压VILIMIT进行比较。漏极电流过大时，漏源电压超过阈值电压，输出MOSFET关断。直到下一个周期，输出MOSFET才能导通。

误差放大器 误差放大器的电压基准取自温度补偿带隙基准电压；误差放大器的增益则由控制极的动态阻抗设定。

系统关闭/自动重动 为了减少功耗，当超过调整状态时，该电路将以5%的占空比接通和关断电源。

过热保护 当结温超过热关断温度(135℃)时，模拟电路将关断输出MOSFET。

高压偏流源 在启动期间，该电流源从漏极偏置TOPswitch II，并对控制极外接电容CT充电。

在TOPswitch II系列中，TOP225～TOP227采用TO-220封装形式，而TOP221～TOP224则有TO-220和DIP

8、SMD 8三种封装形式。考虑到DIP 8 和SMD 8的散热情况，采用这两种封装形式的器件输出功率要适当降低

3.断续工作模式反激变换器的参数设计

反激变换器工作在断续工作模式的波形如图1所示。

图1 安匝断续波形

根据定义，在每个开关周期的一部分时间总的安匝下降到零。因此，断续模式在每个开关周期有三个不同的时刻：ton、tr和td，如图1(a)所示。随着负载增加，ton、tr也增加，但td减小。当td减小到零时，进入临界连续模式，如图1(b)所示。进一步增加负载，电路进入连续工作模式。

在断续模式下，在每个周期中，在导通期间电感存储的所有能量(LI1p/2)在截止期间传输到输出，在临界连续时输出最大功率。以到达临界连续时条件设计电路，设计的匝比、占空比和电感量应保证变换器在低压时提供全部输出功率。

辅助电源中反激变换器的设计技术要求为：输入直流电压Vin：110～344V；输出电压Vo：12V；开关频率f：100kHz；输出功率Po：20W；设定的占空比D：110V，临界连续时D=0.5。图2给出辅助电源的主电路原理图。

2图2 辅助电源主电路原理图

(1)设计变压器的匝比

根据最小输入电压Vinmin(110V)和输出电压Vo以及设定的占空比0.5临界连续决定匝比。输出电压是12V时，设整流二极管压降VD=0.7V，绕组压降VW=0.6V，选择匝比为整数值8，则临界连续时占空比不再是0.5，而需重新计算：

(2)确定变压器原副边电感量

假定变换器的效率为0.85，则一个周期Ts内的平均输入电流Ip：

则临界连续时电感电流脉动量为：

因此，原边电感为

由式(1)和式(5)可得副边电感为：

(3)计算变压器原副边匝数

采用EE25，其磁芯有效面积Ae=42.2mm

2，最大磁通密度摆幅为0.20T。

原边电流峰值为：

原边电感匝数为：

相应地，副边匝数为Ns=Np/N=6。

(4)开关管及副边整流二极管电压应力

开关管(TOPswitch)的电压应力为；

实际选用开关管为TOP227Y。

副边整流管的电压应力为：

实际选用二极管型号为MUR420(4A/200V)。

4.实验结果

基于第3节中给出的设计参数，完成一台20W的辅助电源，图3给出了当输入电压分别为110V和344V时反激变换器中变压器原副边的电压波形，整机效率达85%以上。

图3 不同输入电压时变压器原副边电压波形图

5.结论

TOPswitch自推出以来，因其外围元件大大减小、成本低、电路设计简单而得到迅速推广应用。它可代替小功率线性稳压电源，也可作为一些大功率开关电源的辅助电源，因此其具有广泛的应用前景。

参考文献

[1] TOP221-TOP227 TOPSwitch Family.http ://www.xiexiebang.com.[2 ] TOPSwitch Flyback Design Methodology Application Note AN 16.http ://www.xiexiebang.com.

第三篇：单端反激开关电源变压器设计总结

单端反激开关电源变压器设计总结

单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。

1、已知的参数

这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压Vin、输出电压Vout、每路输出的功率Pout、效率η、开关频率fs(或周期T)、线路主开关管的耐压Vmos。

2、计算

在反激变换器中，副边反射电压即反激电压Vf与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定：Vf=VMos-VinDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。

Np/Ns=Vf/Vout 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：VinDCMin•DMax=Vf•(1-DMax)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2•(Ip1+Ip2)•DMax•VinDCMin=Pout/η 一般连续模式设计，我们令Ip2=3Ip1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： Lp= DMax•VinDCMin/fs•ΔIp 对于连续模式，ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1；对于断续模式，ΔIp=Ip2。

可由AwAe法求出所要铁芯：

AwAe=(Lp•Ip22•104/Bw•K0•Kj)1.14 在上式中

Aw为磁芯窗口面积，单位为cm2 Ae为磁芯截面积，单位为cm2 Lp为原边电感量，单位为H Ip2为原边峰值电流，单位为A

Bw为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 Kj为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的AwAe值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。

有了磁芯就可以求出原边的匝数。根据下式：Np=Lp•Ip2•104/Bw•Ae

再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。有时求的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。

为了避免磁芯饱和，我们应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下： lg=0.4π•Np2•Ae•10-8/Lp 在上式中，lg为气隙长度，单位为cm Np为原边匝数，Ae为磁芯的截面积，单位为cm2 Lp为原边电感量，单位为H 至此，单端反激开关电源变压器的主要参数设计完成。我们应该在设计完成后核算窗口面积是否够大、变压器的损耗和温升是否可以接受。同时，在变压器的制作中还有一些工艺问题需要注意。