Atmega8515做的一个16通道伺服舵机控制系统（小编推荐）

第一篇：Atmega8515做的一个16通道伺服舵机控制系统（小编推荐）

以前用Atmega8515做的一个16通道伺服舵机控制的东东

此程序为16通道伺服舵机控制程序，使用CodeWizardAVR V1.24.1d编译生成，采用AVR单片机ATmage8515L，晶振频率8MHZ，另有如下几点说明：

1.主体电路应该有AVRmega8515L单片机，RS232通讯部件、I2C总线插座、16路伺服舵机控制接口、8MHZ晶体、AVR-ISP编程下载接口。

2.PB0口的跳线接至高电平时为伺服舵机的实时调试模式，此时应该打开“16通道舵机控制器”软件，并将单片机的串口和电脑的COM1口相连，然后打开单片机通电运行，拖动滑竿，如果舵机能实时跟踪滑块的动作，说明通讯正常。拖动其他通道的舵机，取好合适的动作值(指令范围0~250)和动作时间(大于120ms小于5s)后点“添加”即加入了第一条指令，依次可以加入更多的指令；如果哪一条指令有错误，选中它后重新拖动滑竿后点“修改”即可纠正，点“删除”即可删掉这一条指令；也可以打开OFFOCE组件ACCESS2000进行修改。添加完毕便可运行按“自动播放”进行演示，演示成功可按生成HEX文件，此HEX文件用作24Cxx的烧入文件。

3.PB0口的跳线接至低电平时伺服舵机的脱机运行模式：前提是在“16通道舵机控制器”软件将各条指令编好后，点“生成文件”（如图3）便可生成压缩数据，然后通过TOP2003编程器把它烧入24CXX系列(这里用的是24C64，8KB的容量)的E2PROM，将它插入I2C插槽，并将PB0口的跳线接至低电平，接通单片机电源，舵机便可逐条执行刚才做好的指令，指令条数可达2000条。

4.单片机内的程序已经达到控制精度的要求：控制路数-16路，分辨率-0.72°/分度，指令范围0~250,单条指令执行时间-大于120ms小于5s,调速模式-13种,数据压缩率-小于10％

注意：由于舵机工作电流较大，使用时应将舵机和单片机分开供电，否则程序容易跑飞。

附：

程序主体部分参考于逻辑电子网站公布的3通道舵机控制程序（详细说明可参见[url][/url]），我这里所作的改进只是扩展了通道，以及加入了速度模式控制（由于速度缺乏准确性，这里通过将动作值和动作时间相除去获得运行速度的,后台程序有13种速度模式），它可以控制16路伺服舵机、解决了DIY机器人制作领域（尤其是多关节仿生机器人和带有表演性质的机器人）的基本动作控制要求。主要创新点：

1．可以同时控制多达16路伺服舵机，同时还可以扩展通道或其他电机。

2．利用AVR单片机MEGA系列的嵌入式高速性能可以使伺服舵机的控制路数达到至少16路（最多可扩至24路），控制精度可以达到250的分辨率，如果可能的话甚至可以飞航模飞机；

3．每一路伺服舵机均具有自调速功能，即先给定舵机的动作数值和动作时间，系统内会自动按照规定的动作数值和时间算出到达规定位置的速度，这样可以避免直接给舵机定义速度的缺乏直观性；

4．PC终端软件采用VC编写，界面直观友好，操作使用简便，可以明显提高智能机器人动作指令的开发效率，同时指令经过数据压缩处理存放在外置E2PROM中，将程序和指令数据完全分离。

欢迎大家多多交流指正！

部分资料来源于一些论坛，如有侵权，请告知!

第二篇：伺服运动控制系统课程总结

问题6

6.1、对课程的教学方法、教学效果有何客观评价？

伺服运动控制系统采用的是每节课一个专题的方式进行教学，在总体上是我们对电机以及伺服运动控制系统有一个整体的了解，由于本科学习过程中没有接触过电机以及相关的课程，这门课使我对电机有了相关的了解，课堂上的入门学习以及课后查阅相关资料的补充学习，让我觉得上了这门课之后受益匪浅。我的建议是每一章学习后，都要给学生们进行知识点总结，一则让其掌握本章学习的知识框架，二是帮助我们回顾一些细节性的东西。

6.2、结合自身研究的课题，谈谈对《伺服运动控制系统》课程教学内容、授课方式的建议。

本人研究的课题是全自动麻将机的设计，其中涉及到图像处理的各种算法以及多电机的协调控制，目前正处于电机的选型阶段，这门课的对于各种电机的介绍让我了解了不同类型电机的优缺点以及应用场合，为课题中电机的选型提供了理论上的帮助。

6.3、请针对某一章节具体内容谈一下学习感受

通过对步进电机伺服系统这一章的学习，我将伺服电机与步进电机的优缺点进行总结。

步进电机作为一种开环控制的系统，和现代数字控制技术有着本质的联系。在目前国内的数字控制系统中，步进电机的应用十分广泛。随着全数字式交流伺服系统的出现，交流伺服电机也越来越多地应用于数字控制系统中。为了适应数字控制的发展趋势，运动控制系统中大多采用步进电机或全数字式交流伺服电机作为执行电动机。虽然两者在控制方式上相似（脉冲串和方向信号），但在使用性能和应用场合上存在着较大的差异。现就二者的使用性能作一比较。

一、控制精度不同

两相混合式步进电机步距角一般为 1.8°、0.9°，五相混合式步进电机步距角一般为0.72 °、0.36°。也有一些高性能的步进电机通过细分后步距角更小。如三洋公司（SANYO DENKI）生产的二相混合式步进电机其步距角可通过拨码开关设置为1.8°、0.9°、0.72°、0.36°、0.18°、0.09°、0.072°、0.036°，兼容了两相和五相混合式步进电机的步距角。交流伺服电机的控制精度由电机轴后端的旋转编码器保证。以三洋全数字式交流伺服电机为例，对于带标准2000线编码器的电机而言，由于驱动器内部采用了四倍频技术，其脉冲当量为360°/8000=0.045°。对于带17位编码器的电

机而言，驱动器每接收131072个脉冲电机转一圈，即其脉冲当量为360°/131072=0.0027466°，是步距角为1.8°的步进电机的脉冲当量的1/655。

二、低频特性不同

步进电机在低速时易出现低频振动现象。振动频率与负载情况和驱动器性能有关，一般认为振动频率为电机空载起跳频率的一半。这种由步进电机的工作原理所决定的低频振动现象对于机器的正常运转非常不利。当步进电机工作在低速时，一般应采用阻尼技术来克服低频振动现象，比如在电机上加阻尼器，或驱动器上采用细分技术等。交流伺服电机运转非常平稳，即使在低速时也不会出现振动现象。交流伺服系统具有共振抑制功能，可涵盖机械的刚性不足，并且系统内部具有频率解析机能（FFT），可检测出机械的共振点，便于系统调整。

三、矩频特性不同

步进电机的输出力矩随转速升高而下降，且在较高转速时会急剧下降，所以其最高工作转速一般在300～600RPM。交流伺服电机为恒力矩输出，即在其额定转速（一般为2000RPM或3000RPM）以内，都能输出额定转矩，在额定转速以上为恒功率输出。

四、过载能力不同

步进电机一般不具有过载能力。交流伺服电机具有较强的过载能力。以三洋交流伺服系统为例，它具有速度过载和转矩过载能力。其最大转矩为额定转矩的二到三倍，可用于克服惯性负载在启动瞬间的惯性力矩。步进电机因为没有这种过载能力，在选型时为了克服这种惯性力矩，往往需要选取较大转矩的电机，而机器在正常工作期间又不需要那么大的转矩，便出现了力矩浪费的现象。

四、运行性能不同

步进电机的控制为开环控制，启动频率过高或负载过大易出现丢步或堵转的现象，停止时转速过高易出现过冲的现象，所以为保证其控制精度，应处理好升、降速问题。交流伺服驱动系统为闭环控制，驱动器可直接对电机编码器反馈信号进行采样，内部构成位置环和速度环，一般不会出现步进电机的丢步或过冲的现象，控制性能更为可靠。

六、速度响应性能不同

步进电机从静止加速到工作转速（一般为每分钟几百转）需要200～400毫秒。交流伺服系统的加速性能较好，以山洋400W交流伺服电机为例，从静止加速到其额定转速3000RPM仅需几毫秒，可用于要求快速启停的控制场

合。

综上所述，交流伺服系统在许多性能方面都优于步进电机。但在一些要求不高的场合也经常用步进电机来做执行电动机。所以，在控制系统的设计过程中要综合考虑控制要求、成本等多方面的因素，选用适当的控制电机。

第三篇：雷达天线伺服控制系统要点

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概 述

用来精确地跟随或复现某个过程的反馈控制系统。又称随动系统。在很多情况下，伺服系统专指被控制量（系统的输出量）是机械位移或位移速度、加速度的反馈控制系统，其作用是使输出的机械位移（或转角）准确地跟踪输入的位移（或转角）。伺服系统的结构组成和其他形式的反馈控制系统没有原则上的区别。它是由若干元件和部件组成的并具有功率放大作用的一种自动控制系统。位置随动系统的输入和输出信号都是位置量，且指令位置是随机变化的，并要求输出位置能够朝着减小直至消除位置偏差的方向，及时准确地跟随指令位置的变化。位置指令与被控量可以是直线位移或角位移。随着工程技术的发展，出现了各种类型的位置随动系统。由于发展了力矩电机及高灵敏度测速机，使伺服系统实现了直接驱动，革除或减小了齿隙和弹性变形等非线性因素，并成功应用在雷达天线。伺服系统的精度主要决定于所用的测量元件的精度。此外，也可采取附加措施来提高系统的精度，采用这种方案的伺服系统称为精测粗测系统或双通道系统。通过减速器与转轴啮合的测角线路称精读数通道，直接取自转轴的测角线路称粗读数通道。因此可根据这个特征将它划分为两个类型，一类是模拟式随动系统，另一类是数字式随动系统。本设计——雷达天线伺服控制系统实际上就是随动系统在雷达天线上的应用。系统的原理图如图1-1所示。

自 动 控 制 原 理 课 程 设 计 雷达天线伺服控制系统结构及工作原理

图1-1 雷达天线伺服控制系统原理图

1.2 系统的结构组成

从图1-1可以看出本系统是一个电位器式位置随动系统，用来实现雷达天线的跟踪控制，由以下几个部分组成：位置检测器、电压比较放大器、可逆功率放大器、执行机构。以上四部分是该系统的基本组成，在所采用的具体元件或装置上，可采用不同的位置检测器，直流或交流伺服机构等等。

现在对系统的组成进行分析：

1、受控对象：雷达天线

2、被控量：角位置m。

3、干扰：主要是负载变化（f及TL）。

*

4、给定值：指令转角m。

*

5、传感器：由电位器测量m、m，并转化为U、U*。

6、比较计算：两电位器按电桥连接，完成减法运算U*Ue（偏差）。

7、控制器：放大器，比例控制。

8、执行器：直流电动机及减速箱。

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1.3 工作原理

分三种情况考虑：

*1当两个电位器RP1和RP2的转轴位置一样时，给定角m与反馈角m相等，所以角差*mmm0，电位器输出电压U*U，电压放大器的输出电压Uct0，可逆功率放大器的输出电压Ud0，电动机的转速n0，系统处于静止状态。

**2当转动手轮，使给定角m增大，m0，则U>U，Uct0，Ud0，电动机转速n>0，经减速器带动雷达天线转动，雷达天线通过机械机构带动电位器RP2的转轴，使m也增大。

*3给定角m减小，**，电动机就带动雷达天线超着缩小偏差的方向运动，只有当mmmm，偏差角m0，Uct0，Ud0，系统才会停止运动而处在新的稳定状态。雷达天线伺服控制系统框图 由实物图可画出系统方框图，如下

图3-1 雷达天线伺服控制系统原理框图

*给定角m经电位器变成给定信号U*，被控量经电位器变成反馈信号U，给定信号与反馈信号产生偏差信号e；偏差信号经放大器（电压比较放大器和可逆功率放大器）得到

*（直流伺服电动机）作用到雷达天线上，减小偏差，最终实现mUd，Ud通过执行机构m。这就是控制的整个过程。

2.1各部分传函及方块图

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2.1.1 位置检测器

在控制系统中,单个电位器用作为信号变换装置，一对电位器可以组成误差检测器，空载时，单个电位器的电刷角位移(t)与输出电压u(t)的关系曲线在进行理论分析时可以用直线近似，于是可得输出电压为

u(t)K0(t)

式中K0Emax，是电刷单位角位移对应的输出电压，称为电位器传递系数，其中E是电位器电源电压，max是电位器最大工作角。对上式求拉氏变换，可求得电位器传递函数为

G(s)U(s)K0 (s)可以看出电位器的传递函数是一个常值，它取决于电源电压E和电位器最大工作角度max。电位器可用图2-1的方框图表示。

图2-1 电位器方框图

其中输入X(s)就是(s)，输出C(s)就是U(s)，G(s)就是K0。

用一对相同的电位器组成误差检测器时，其输出电压为

u(t)u1(t)u2(t)K0[1(t)2(t)]K0(t)

式中K0是单个电位器的传递系数；(t)1(t)2(t)是两个电位器电刷角位移之差。称为误差角。因此，误差角为输入时，误差检测器的传递函数与单个电位器传递函数相同，即为

G(s)U(s)K0 (s)2.2．2 电压比较放大器

电压比较放大器实际上是比较元件和一部分放大元件的组合，其职能是把测量元件检测到的被控量实际值与给定元件给出的参据量进行比较，求出它们之间的偏差，并经过电压型集成运算放大器的放大作用，将偏差信号放大。具体说来就是：

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UctKct(U*U)

其中KctR1R0，又因U*Ue（偏差），所以上式可以写成UctKcte，对该式两边同时进行拉氏变换，可得电压比较运算放大器的传递函数为

G(s)Uct(s)Kct E(s)从式子可以知道电压比较放大器的传递函数也是一个常值。电压比较放大器可以用图2-2所示的方框图表示

E(s)G(s)Uct(s)

图2-2 电压比较器方框图

其中G(s)Kct。

2.2.3 可逆功率放大器

本设计用到的功率放大器由晶闸管或大功率晶体管组成功放电路，由它输出一个足以驱动电动机SM的电压和电流。分析可知，对该环节做近似处理，可得

UdKdUct

对式子两边同时做拉氏变换，得可逆功率放大器的传递函数为

G(s)Ud(s)Kd Uct(s)用图2-3所示的方框图表示。

Uct(s)G(s)Ud(s)

图2-3 可逆功率放大器方框图

其中G(s)Kd。

2.2.4 执行机构

直流伺服电动机在控制系统中广泛用作执行机构，用来对被控对象的机械运动实现快速控制，通过简化处理后的直流伺服电动机的微分方程为

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Tmdm(t)m(t)K1ud(t)K2M(t)dt式中M(t)可视为负载扰动转矩。根据线性系统的叠加原理，可分别求ud(t)到m(t)和M(t)到m(t)的传递函数，以便研究在ud(t)和M(t)分别作用下电动机转速m(t)的性能，将他们叠加后，便是电动机转速的响应特性。所以在不考虑负载扰动转矩的条件下，即M(t)0'时和在零初始条件下，即m(0)m(0)0时，对上式各项求拉氏变换，并令m(s)L[m(t)]，Ud(s)L[ud(t)]，则得s的代数方程为

(Tms1)m(s)K1Ud(s)

由传递函数的定义，于是有

G(s)m(s)K1 Ud(s)Tms1G(s)便是电枢电压ud(t)到m(t)的传递函数，Tm是系统的机电常数。

这可以用图2-4所示的方框图来表示

图2-4 直流伺服电动机方框图

其中G(s)K1。Tms12.2.5减速器

设减速器的速比为i，减速器的输入转速为n，而输出转速为n'，则减速器的传递函数为

G(s)N'(s)Kg N(s)其中Kg1/i。

2.3系统的原理结构图

在不考虑干扰力矩的条件下，并适当的变换，就会得到雷达天线伺服控制控制系统的结构图，如图3-2所示

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图3-2 雷达天线伺服控制系统结构图

*其中R(s)就是m(s)，C(s)就是m(s)，Kg1/i。

将方框图进行化简处理，可得系统的开环传递函数

G(s)C(s)m(s)K *R(s)m(s)s(Tms1)其中KK0KctKdK1Kg。简化后的系统方框图如图3-3所示

图3-3 系统简化方框图

从实际考虑，我们知道雷达天线伺服控制系统的性能应该是响应速度尽可能快，即调节时间尽可能小，超调量尽可能小。

3.系统传递函数

本系统的设计要求是系统通过校正设计后的单位阶跃响应无超调，且调节时间ts0.5s。因系统的开环传递函数为

G(s)K

s(Tms1)其中K为开环增益，Tm为直流伺服电动机的时间常数。选取Tm0.1s的直流伺服电动机作为执行机构。由开环传递函数求得系统的闭环传递函数

(s)K/TmG(s)1G(s)s21sKTmTm由上式可以得到闭环特征方程为

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s21Ks0 TmTm这是一个二阶系统，在没有校正设计前，取系统的阻尼比为0.5，代入Tm0.1，由二阶系统的标准形式有

2n110 Tmn2K10K Tm计算得到n10rad/s。系统的开环增益为

K10(rad/s)2

系统的开环传递函数为

G(s)K10 s(Tms1)s(0.1s1)这可以用系统的参数方框图表示，如图3-4所示

图3-4 系统参数方框图 系统性能分析

4.1系统稳态性能分析

可以看出1，是一型系统。静态位置误差系数

KplimG(s)H(s)

s0得到系统在阶跃输入作用下的稳态误差

ess4.2系统动态性能分析

110

1limG(s)H(s)1Kps0对本系统而言，在没有校正设计时，0.5，可知系统是欠阻尼二阶系统。动态分析

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具体而言就是确定系统的动态性能指标。因cos，于是求得阻尼角为

arccosarccos0.5/3

而阻尼振荡频率为

dn128.66(rad/s)

对欠阻尼二阶系统各性能指标进行近似计算，可得

1、延迟时间td：

td10.710.70.50.135

10n2、上升时间tr：

tr/30.24(s)d8.663、调节时间ts：

ts3.53.50.7(s)

0.510n4、超调量%：

%e/12100%16.3%

由这些计算出的动态性能指标可以知道，系统并没有达到设计要求，超调量%16.3%0，调节时间ts0.70.5。系统此时的单位阶跃响应曲线如图4-1所示

图4-1 系统校正前单位阶跃响应曲线

从对系统的动态分析和图4-1可以看出，如果该系统没有校正设计，则达不到设计要求，所以为了满足设计要求，必须进行校正设计。

自 动 控 制 原 理 课 程 设 计 校正设计

所谓校正，就是在系统中加入一些其参数可以根据需要而改变的机构或装置，使系统整个特性发生变化，从而满足给定的各项性能指标。目前，在工程实践中常用的有三种校正方法，分别是串联校正、反馈校正和复合校正。

本系统的校正设计采用反馈校正。反馈校正是目前广泛应用的一种校正方式，反馈校正的基本原理是：用反馈校正装置包围待校正系统中对动态性能改善有重大妨碍作用的某些环节，形成一个局部反馈回路（内回路），在局部反馈回路的开环幅值远大于1的条件下，局部反馈回路的特性主要取决于反馈校正装置，而与被包围部分无关；适当选择校正装置的形式和参数，可以使系统的性能满足给定指标的要求。

本系统采用直流测速发电机作为校正装置，即采用测速反馈控制来实现校正。直流测速发电机的传递函数为

G(s)U(s)Kt (s)或

G(s)U(s)Kts (s)将该校正环节加到原系统中，可以得到校正后的系统方框图，如图5-1所示

图5-1 校正后雷达天线伺服控制系统方框图

画简后得到图5-2

图5-2 校正后系统方框图

由图5-2得到校正后的开环传递函数

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G(s)K10 s(Tms1KKt)s(0.1s110Kt)进一步得到校正后的系统的闭环特征方程

s2(10100Kt)s1000

其中Kt为与测速发电机输出斜率有关的测速反馈系数，校正设计的主要目的就是确定反馈系数，以达到整个系统的设计要求。

前面已经提到系统的设计要求是通过校正设计后系统的单位阶跃响应无超调，且调节时间ts0.5s。我们知道对于二阶系统要想无超调量，则校正后阻尼比t1。而且本系统要求尽可能快的响应，所以取阻尼比t1。进而有2tn10100Kt，n2100，于是可以计算出

Kt0.1

由于

2s22nn(s1/T1)(s1/T2)

当阻尼比为1时，T1T2，所以得

2T1T21/n0.1(s)

根据过阻尼二阶系统动态性能指标的近似计算，可得校正后系统的动态性能指标为

td10.6t0.2t2n11.5tt210.60.20.18(s)

10trn11.510.35(s)10ts4.75T10.475(s)

调节时间ts0.4750.5，无超调量，达到了设计要求。

自 动 控 制 原 理 课 程 设 计 结

论

本设计是雷达天线伺服控制系统的设计，伺服控制系统最初用于船舶的自动驾驶、火炮控制和指挥仪中，后来逐渐推广到很多领域，特别是雷达天线伺服控制系统。主要讨论的是雷达天线的跟踪问题。虽然系统达到了设计要求，但这只是理论上的设计，好多环节都采用了理想化的处理，与实际条件还有一定的区别。要是进行物理设计，还有很多方面的问题需要注意和解决。从本质上说就的一个位置随动系统。在设计中，通过对系统工作原理的分析，进行了方案和主要元部件的选择。对系统的开环增益和静态误差进行了计算，对系统进行了动态分析，了解了系统在没有进行校正设计时的动态性能，最后进行了校正设计并再次进行动态分析，使系统最终达到了在单位阶跃信号作用下，响应无超调，调节时间ts0.5s的设计要求。

自 动 控 制 原 理 课 程 设 计 体

会

通过本次的课程设计也使我们学到了很多知识，不仅使我们对自动控制原理的了解和理解更加深刻了，而且也让我们学会了分析问题、解决问题的方法，我了解了雷达天线伺服控制系统的工作原理，并进一步学习了控制系统的数学模型，系统的时域分析法，系统的校正等方面的知识。让我们学会了分析问题、解决问题的方法巩固了所学的知识，学会了如何利用图书馆的资源。学会了团队合作的精神以及刻苦钻研的精神，学会一些在课本中根本没有提及到的东西。加强了理论知识与实践统一的能力，加强了自己的动手操作能力。同时，也让我接触了很多书本之外的知识，大大地丰富了我们的见闻，拓宽了我们的视野。由于，自动控制原理适用于很多领域、应用于各行各业，在做本次设计的同时，也让我们接触、学习了许多其他专业领域的知识，丰富了我们的知识储备。但由于本人的所学和水平有限，难免出现一些问题和错误，还望老师予以批评指正。

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参考文献

[1] 胡寿松.自动控制原理[M].第4版.北京：科学出版社，2001.[2] 姚樵耕、俞文根.电气自动控制[M].第1版.北京：机械工业出版社，2005.[3] 梅晓榕、兰朴森.自动控制元件及线路[M].哈尔滨：哈尔滨工业大学出版社，1993.[4] 陈夕松、汪木兰.过程控制系统[M].北京：科学出版社，2005.[5] 孟浩、王芳.自动控制原理（第四版）全程辅导[M].大连：辽宁师范大学出版社，2004.

第四篇：自动控制原理课程设计-雷达天线伺服控制系统

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雷达位置伺服系统校正

班级： 0xx班 学号： xx

姓名： xx 指导老师： x老师

—2011.12

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雷达位置伺服系统校正

一、雷达天线伺服控制系统

(一)概 述

用来精确地跟随或复现某个过程的反馈控制系统。又称随动系统。在很多情况下，伺服系统专指被控制量（系统的输出量）是机械位移或位移速度、加速度的反馈控制系统，其作用是使输出的机械位移（或转角）准确地跟踪输入的位移（或转角）。伺服系统的结构组成和其他形式的反馈控制系统没有原则上的区别。它是由若干元件和部件组成的并具有功率放大作用的一种自动控制系统。位置随动系统的输入和输出信号都是位置量，且指令位置是随机变化的，并要求输出位置能够朝着减小直至消除位置偏差的方向，及时准确地跟随指令位置的变化。位置指令与被控量可以是直线位移或角位移。随着工程技术的发展，出现了各种类型的位置随动系统。由于发展了力矩电机及高灵敏度测速机，使伺服系统实现了直接驱动，革除或减小了齿隙和弹性变形等非线性因素，并成功应用在雷达天线。伺服系统的精度主要决定于所用的测量元件的精度。此外，也可采取附加措施来提高系统的精度，采用这种方案的伺服系统称为精测粗测系统或双通道系统。通过减速器与转轴啮合的测角线路称精读数通道，直接取自转轴的测角线路称粗读数通道。因此可根据这个特征将它划分为两个类型，一类是模拟式随动系统，另一类是数字式随动系统。本设计——雷达天线伺服控制系统实际上就是随动系统在雷达天线上的应用。系统的原理图如图1-1所示。

图1-1 雷达天线伺服控制系统原理图

(二)系统的组成

从图1-1可以看出本系统是一个电位器式位置随动系统，用来实现雷达天线的跟踪控制，由以下几个部分组成：位置检测器、电压比较放大器、执行机构。以上部分是该系统的基本组成，在所采用的具体元件或装置上，可采用不同的位置检测器，直流或交流伺服机构等等。

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现在对系统的组成进行分析：

1、受控对象：雷达天线；

2、被测量：角位置m；

*

3、给定值：指令转角m；

4、传感器：由电位器测量m,并转化为U；

5、控制器：放大器，比例控制；

6、执行器：直流电动机及减速箱。

（三）工作原理

现在来分析该系统的工作原理。由图1-1可以看出，当输入一个指定角m经过指令信号电位计，将角位移转换为电位计的电压输出，电压经过计算机系统输出到运放的输入端，在经过电压放大器输出到电动机的两端。驱动雷达天线转动，当转动到指定位置m*，停止。

*m0，则反馈信号为0，不需要调整。如果mm如果m0。则经过反馈电位计将角位移信号转换为反馈电压输出，进行调整，只要输入与输出之间存在角度的差值，则就会有反馈电压信号的输出，直至输出的位置信号等于m*=m。

*同理可得：如果给定角m减小，则系统运动方向将和上述情况相反。

二、雷达天线伺服控制系统主要元部件

（一）位置检测器

位置检测器作为测量元件，由指令信号电位计和反馈电位计组成位置（角度）检测器，两个电位器均由同一个直流电源US供电，这样可将位置直接转换成电量输出。

在控制系统中,单个电位器用作为信号变换装置，其输出与输入的函数关系为：

u(t)K0(t)

式中K0Emax，是电刷单位角位移对应的输出电压，称为电位器传递系数，其中E是电 2

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位器电源电压，max是电位器最大工作角。对上式求拉氏变换，并令U(s)L[u(t)]，(s)L[(t)]，可求得电位器传递函数为：

U(s)K0

G(s)(s)可以看出电位器的传递函数是一个常值，它取决于电源电压E和电位器最大工作角度max。电位器可用图2-1的方框图表示。

图2-1 电位器方框图

其中输入X(s)就是(s)，输出C(s)就是U(s)，G(s)就是K0。我们认为反馈电位计的传递函数与指令信号电位计的相同

在使用电位器时要注意负载效应。所谓负载效应就是指在电位器输出端接有负载时所产生的影响。当电位器接负载时，一般负载阻抗比较大，所以可以将电位器视为线性元件，其输出电压与电刷角位移之间成线性关系。

（二）电压比较放大器

电压比较放大器由1A、2A组成，其中放大器1A仅仅起倒相的作用，2A则起电压比较和放大作用，其输出信号作为下一级功率放大器的控制信号，并具备鉴别电压极性（正反相位）的能力。

电压比较放大器实际上是比较元件和一部分放大元件的组合，其职能是把测量元件检测到的被控量实际值与给定元件给出的参据量进行比较，求出它们之间的偏差，并经过电压型集成运算放大器的放大作用，将偏差信号放大。具体说来就是：

UctKct(UU)*

其中KctR1R0，又因U*Ue（偏差），所以上式可以写成UctKcte，对该式两边同时进行拉氏变换，可得电压比较运算放大器的传递函数为

G(s)Uct(s)E(s)Kct

从式子可以知道电压比较放大器的传递函数也是一个常值。电压比较放大器可以用图2-2

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所示的方框图表示：

E(s)G(s)Uct(s)

图2-2 电压比较器方框图

其中G(s)Kct。

（三）执行机构

执行机构即执行元件，它的职能是直接推动被控对象，使其被控量发生变化。一般用来作为执行元件的有控制阀、电动机、液压马达等。虽然随着科技的发展，近些年来，交流电动机在控制系统特别是调速系统中应用越来越广，使直流电动机的地位受到了严重的挑战。但目前直流电动机在控制系统中仍占主要地位。对于调速范围不大，动态响应要求不高的系统，可以使用普通直流电动机。对于调速范围大，动态响应要求快的系统，特别是伺服系统（随动系统），则应采用直流伺服电动机。

直流伺服电动机是专门为控制系统特别是伺服系统设计和制造的一种电机。它的转子的机械运动受输入电信号控制作快速反应。直流伺服电动机的工作原理、结构和基本特征与普通直流电动机没有原则区别，但为了满足控制系统的要求，在结构和性能上做了一些改进，具有如下特点：

1、采用细长的电枢以便降低转动惯量，其惯量大约是普通直流电动机的1/31/2。

2、具有优良的换向性能，在大的峰值电流冲击下仍能保持良好的换向条件。

3、机械强度高，能够承受住巨大的加速度造成的冲击力作用。

4、电刷一般都安排在几何中性面上，以确保正、反转特性对称。

本系统就是采用直流伺服电动机SM作为带动负载运动的执行机构，系统中的雷达天线即为负载，电动机到负载之间通过减速器匹配。

直流伺服电动机在控制系统中广泛用作执行机构，用来对被控对象的机械运动实现快速控制，通过简化处理后的直流伺服电动机的微分方程为

Tmdm(t)dtm(t)K1ud(t)K2M(t)

式中M(t)可视为负载扰动转矩。根据线性系统的叠加原理，可分别求ud(t)到m(t)和M(t)到m(t)的传递函数，以便研究在ud(t)和M(t)分别作用下电动机转速m(t)的性能，将他们叠加后，便是电动机转速的响应特性。所以在不考虑负载扰动转矩的条件下，即M(t)0

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'时和在零初始条件下，即m(0)m(0)0时，对上式各项求拉氏变换，并令m(s)L[m(t)]，Ud(s)L[ud(t)]，则得s的代数方程为

(Tms1)m(s)K1Ud(s)

由传递函数的定义，于是有

G(s)m(s)Ud(s)K1Tms1

G(s)便是电枢电压ud(t)到m(t)的传递函数，Tm是系统的机电常数。

这可以用图2-4所示的方框图来表示

图2-4 直流伺服电动机方框图

其中G(s)K1Tms1。

设减速器的速比为i，减速器的输入转速为n，而输出转速为n'，则减速器的传递函数为

G(s)N'(s)N(s)Kg

其中Kg1/i。

三、系统的开环增益的选择和系统的静态计算

系统的原理框图可简化成如图3-1所示

图3-1 雷达天线伺服控制系统原理框图

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*给定角m经电位器变成给定信号U*，被控量经电位器变成反馈信号U，给定信号与反馈信号产生偏差信号e；偏差信号经放大器（电压比较放大器）得到Ud，Ud通过执行

*机构（直流伺服电动机）作用到雷达天线上，减小偏差，最终实现mm。这就是控制的整个过程。，在不考虑干扰力矩的条件下，并适当的变换，就会得到雷达天线伺服控制控制系统的结构图，如图3-2所示：

图3-2 雷达天线伺服控制系统结构图

*(s)，C(s)就是m(s)，Kg1/i。其中R(s)就是m将方框图进行化简处理，可得系统的开环传递函数：

G(s)C(s)R(s)m(s)(s)*mKs(Tms1)

其中KK0KctKdK1Kg。简化后的系统方框图如图3-3所示：

Kw/(Tw*s+1)（s）k0UKm/(Tm*s+1)W（s）1/Is*（s）

图3-3 系统简化方框图

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因系统的开环传递函数为：

（s）=2K2S(10Tm5K)(10K)S

其中K为开环增益，Tm为直流伺服电动机的时间常数。选取Tm0.1s的直流伺服电动机作为执行机

这是一个二阶系统，在没有校正设计前，取系统的阻尼比为0.5，代入Tm0.1，由二阶系统的标准形式有：

（s）=2K/(10Tm5K)S(10K)/(10Tm5K)S2

2Wn(10K)/(10Tm5K)Wn2K/(10Tm5K)2计算得到：K=4.4 系统的开环传递函数为：

（s）=0.38S0.63S2

这可以用系统的参数方框图表示，如图3-4所示：

R(s)0.38（）s=2S0.63SC(s)B(s)

图3-4 系统参数方框图

可以看出1，是一型系统。静态位置误差系数

KplimG(s)H(s)s0

得到系统在阶跃输入作用下的稳态误差

ess11limG(s)H(s)s011Kp0

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四 系统的动态分析

（一）时域分析

在第三章选择了系统的开环增益，并进行了静态计算，知道了系统的稳态误差为0，现在对系统进行动态分析。在典型输入信号作用下，任何一个控制系统的时间响应都由动态过程和稳态过程两部分组成，动态分析就是对动态过程的分析。动态过程又称过渡过程或瞬态过程，指系统在典型输入信号作用下，系统输出量从初始状态到最终状态的响应过程。由于实际控制系统具有惯性、摩擦以及其它一些原因，系统输出量不可能完全复现输入量的变化。动态过程除提供系统稳定性的信息外，还可以提供响应速度及阻尼情况等信息，这些信息用动态性能描述。

对本系统而言，在没有校正设计时，0.5，可知系统是欠阻尼二阶系统。动态分析具体而言就是确定系统的动态性能指标。因cos，于是求得阻尼角为

arccosarccos0.5/3

而阻尼振荡频率为

dn120.54(rad/s)

对欠阻尼二阶系统各性能指标进行近似计算，可得

1、延迟时间td：

td10.76.45

n2、上升时间tr：

trd3.90(s)

3、调节时间ts：

ts3.511.30(s)

n4、超调量%：

%e/12100%16.3%

由这些计算出的动态性能指标可以知道，系统并没有达到设计要求，超调量

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%16.3%0，调节时间ts0.70.5。系统此时的单位阶跃响应曲线如图4-1所示

Step Response1.41.210.8Amplitude0.60.40.200246810Time(sec)1214161820

图4-1 系统校正前单位阶跃响应曲线

从对系统的动态分析和图4-1可以看出，如果该系统没有校正设计，则达不到设计要求，所以为了满足设计要求，必须进行校正设计

（二）频域分析 波特图如下：

Bode DiagramGm = Inf dB(at Inf rad/sec), Pm = 34.1 deg(at 0.561 rad/sec)50403020Magnitude(dB)Phase(deg)100-10-20-30-40-50-90-135-18010-210-110Frequency(rad/sec)0101

五 校正设计

所谓校正，就是在系统中加入一些其参数可以根据需要而改变的机构或装置，使系统整个特性发生变化，从而满足给定的各项性能指标。目前，在工程实践中常用的有三种校

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正方法，分别是串联校正、反馈校正和复合校正。

本系统的校正设计采用反馈校正。反馈校正是目前广泛应用的一种校正方式，反馈校正的基本原理是：用反馈校正装置包围待校正系统中对动态性能改善有重大妨碍作用的某些环节，形成一个局部反馈回路（内回路），在局部反馈回路的开环幅值远大于1的条件下，局部反馈回路的特性主要取决于反馈校正装置，而与被包围部分无关；适当选择校正装置的形式和参数，可以使系统的性能满足给定指标的要求。

本系统采用直流测速发电机作为校正装置，即采用测速反馈控制来实现校正。直流测速发电机的传递函数为

G(s)U(s)(s)Kt

或

G(s)U(s)Kts

(s)将该校正环节加到原系统中，可以得到校正后的系统方框图，如图5-1所示

K（s）(Tw*s+1)/Kwk1k0UKm/(Tm*s+1)W（s）1/Is*（s）

图5-1 校正后雷达天线伺服控制系统方框图

画简后得到图5-2

图5-2 校正后系统方框图

由图5-2得到校正后的开环传递函数

（s）=*44K1/5(22K1)S[(5022K)/5(22K1)]S2

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由于题目要求Kv5 即：44K1/5(22K1)5

K1是在主前向通路上的开环放大倍数，为了方便我们假设其值为1.44/5(22K1)5

解得：K0.038 取K0.01

（s）*7.2S8.2S2



2Wn8.2Wn7.22

1.52Wn2.7

从实际考虑，我们知道雷达天线伺服控制系统的性能应该是响应速度尽可能快，即调节时间尽可能小，超调量尽可能小。

本系统的设计要求是系统通过校正设计后的单位阶跃响应无超调。校正后系统的动态性能指标为：

td10.6t0.2t2n0.85

tr11.5tt2n2.07

其单位阶跃响应为：

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Step Response10.90.80.70.6Amplitude0.50.40.30.20.10012345Time(sec)678910

均满足题目要求： 波特图：

Bode DiagramGm = Inf dB(at Inf rad/sec), Pm = 83.9 deg(at 0.873 rad/sec)40200Magnitude(dB)Phase(deg)-20-40-60-80-100-90-120-150-18010-1100101102103Frequency(rad/sec)

六、校正结论

本设计是雷达天线伺服控制系统的设计，伺服控制系统最初用于船舶的自动驾驶、火炮控制和指挥仪中，后来逐渐推广到很多领域，特别是雷达天线伺服控制系统。主要讨论的是雷达天线的跟踪问题。虽然系统达到了设计要求，但这只是理论上的设计，好多环节都采用了理想化的处理，与实际条件还有一定的区别。要是进行物理设计，还有很多方面的问题需要注意和解决。从本质上说就的一个位置随动系统。在设计中，通过对系统工作原理的分析，进行了方案和主要元部件的选择。对系统的开环增益和静态误差进行了计算，自 动 控 制 原 理 课 程 设 计

对系统进行了动态分析，了解了系统在没有进行校正设计时的动态性能，最后进行了校正设计并再次进行动态分析，使系统最终达到了在单位阶跃信号作用下，响应无超调，调节时间ts0.5s的设计要求。

七、设计体会

我们组进过了两次大的讨论，第一次是我们确定了该系统要达到的目标。在两个反馈的作用上产生了一定的分歧，在第二个反馈的作用上我一直不是很理解，知道我们求出传递函数，才明白，在本次讨论中我们分组分工，我组要是负责matlab部分，其实之前对matlab不是很熟悉，在查阅相关资料，以及自动控制原理书本上的实例进行对比参考能够基本完成系统校正的实现，在之前的调试过程中，我们进行了多次的计算和参数的选取。第二次讨论我们是对各部分的综合，能够完整的了解该系统以及校正后的系统实现的功能。通过本次的课程设计也使我学到了很多知识，在课程学习中我第五章和第六章学的不是很好，这次设计师一次完整的复习，在课程设计中也让我学会了分析问题、解决问题的方法，一步学习了控制系统的数学模型，系统的时域分析法，系统的校正等方面的知识。学会了团队合作的精神以及刻苦钻研的精神，学会一些在课本中根本没有提及到的东西。加强了理论知识与实践统一的能力，加强了自己的动手操作能力。同时，自动控制原理适用于很多领域、应用于各行各业，在做本次设计的同时，也让我接触、学习了许多其他专业领域的知识，丰富了自己的知识储备。当然在此过程中很多不懂得地方都有同学们的帮组，最终能够了解其功能，实现校正。

参考文献

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第五篇：伺服系统设计 数字伺服控制系统的建模-3概要

幅 值(dB 10 2 AMPLITUDE PLOT, input # 1 output # 1 10 0----测量曲线 — 模型曲线 10-2 10 0 10 1 10 2 10 3 相 0 位(度-500-1000-1500 0 10 PHASE PLOT, input # 1 output # 1----测量曲线 — 模型曲线（a）18 阶模型 幅 值(d B 10 2 10 1 频率 10 2 10 3 frequency(rad/sec A M P L IT U D E P L O T, in p u t # 1 o u tp u t # 1 10 0----测 量 曲 线 — 模型曲线 10-2 10 0 10 1 10 2 10 3 P H A S E P L O T, in p u t # 1 o u tp u t # 1 相 位(度 0-5 0 0----测 量 曲 线 — 模型曲线-1 0 0 0(b 9 阶模型 幅 值(d B 10 2-1 5 0 0 0 10 10 1 10 2 10 3 频率 fre q u e n c y(ra d /s e c A M P L IT U D E P L O T, in p u t # 1 o u tp u t # 1 10 0----测 量 曲 线 — 模型曲线 10-2 10 0 10 1 10 2 10 3 P H A S E P L O T, in p u t # 1 o u tp u t # 1 相 位(度 0-5 0 0----测 量 曲 线 — 模型曲线-1 0 0 0-1 5 0 0 0 10 10 1 10 2 10 3(c）5 阶模型 频率 f r e q u e n c y(r a d /s e c 幅 值(d B 10 2 A M P L I T U D E P L O T, in p u t # 1 o u tp u t # 1 10 0----测 量 曲 线 — 模型曲线 10-2 10 0 10 1 10 2 10 3 P H A S E P L O T, in p u t # 1 o u tp u t # 1 相 位(度 500 0-5 0 0-1 0 0 0-1 5 0 0 0 10----测 量 曲 线 — 模型曲线 1 2 3(d 2 阶模型 10 10 10 fre q u e n c y(ra d /s e c 图 34 Y 轴伺服驱动单元―测速电机间不同阶数模型的 Bode 图 Fig.34 Bode Curves in different Order Models between Driver and Techometer on Y Axis 7.3 Y 轴伺服驱动单元至测速电机间参数化模型 伺服驱动单元至测速电机间差分方程传递函数 7.3.1 Y 轴伺服驱动单元至测速电机间差分方程传递函数 与 X 轴类似，计算结果表明 Y 轴伺服驱动单元 VCS 输入端至测速电机输 出端环节的时延系数也为零。对于不同阶次模型的脉冲传递函数，式（2）中 的系数计算值为：（1）9 阶模型）b1~b19 = [-0.4072-0.8970-0.7076 0.5195-0.0828 0.7071 0.3449 0.1278 0.0711 ] a1~a9 = [-1.9046 1.5353-0.8965 0.6737-0.5886 0.3837-0.2228 0.1727-0.0814 ]（2）5 阶模型）b1~b5 = [-0.3807-0.9073-0.4954 0.7097 0.4308 ] a1~a5 = [-2.0038 1.5062-0.5395 0.1605-0.0417 ]（3）2 阶模型）b1~b2 = [-0.0521-1.0953 ] a1~a2 = [-1.6297 0.8000 ] 伺服驱动单元―测速电机间零7.3.2 Y 轴伺服驱动单元―测速电机间零-极点模型 不同阶次的零-极点模型中，式（3）中的系数计算值为：(1 9 阶模型 z1~z8 = [-1.4366 + 1.0817i-1.43660.7458i-0.4565-0.0124 + 0.4677i-0.01240.4642i 0.4560+0.6549i-0.1443 + 0.6569i-0.1443

-0.6569i 0.4560-0.6549i 0.7486+0.3037i 0.7486-0.3037i 0.8586 ] K=-0.4072(2 5 阶模型 z1~z4 = [-1.3230 + 0.8407i-1.3230 – 0.8407i 0.8226-0.5599 ] p1~p5 = [0.7534+0.3015i 0.75 340.3439i] K =-0.3807（3）2 阶模型）z1 = [-21.0109 ] p1~p2 = [ 0.8148+0.3688i 0.8148 – 0.3688i ] K =(a 5 阶 模 型 OUTPUT # 1 INPUT # 1 2 1.5 1 0.5 0-0.5-1-1 0 1 2-1.5-2-2-1 0 1 2 OUTPUT # 1 INPUT # 1 10 8 6 4 2 0-2-4-6-8-10-10-5 0 5 10(c 2 阶模型 图 38 不同阶数模型的零极点分布 Fig.38 Zero-Pole Position in Different Order Models 图 38 中给出了取不同阶数时零极点的变化状态。此环节是非最小相位系 统，当取 2 阶时，一个零点远离单位圆。8.2.2 8.2.2 速度测量信号与模型仿真数据曲线拟合对比 从图 39 中看到，取 5 阶模型时，曲

线已能很好地拟合测量数据。取 2 阶 模型时的拟合误差较大。Output # 1 Fit: 0.17134 电 测 压 速(V 1.5 1---测量曲线 —模型曲线 电 压(v 0.5 0-0.5-1-1.5-2 0 50 100 150 200 Blue: Model output, Black: Measured output 250 300 350 400(a 5 阶模型 电 测 压 速(V 电 压(v Simulated(yellow/solid and measured(magenta/dashed output 1.5 1 0.5 0-0.5-1-1.5-2-2.5 采样时间（×7.81ms）----测量曲线 — 模型曲线 0 50 100 150 200 250 300 350(b 2 阶模型 采样时间（×7.81ms）图 39 Y 轴测量数据与仿真数据曲线拟合 Fig.39 Comparing Speed Signal Measured with Simulated on Techometer of Y Axis 至测速电机输入／ 8.2.3 Y 轴 NC 至测速电机输入／输出信号残差相关函数 Correlation function of residuals.Output # 1 0.5 0 输出值残差自相关函数 1 Correlation function of residuals.Output # 1 输出值残差自相关函数 0.5 0 相 关 系 数-0.5 0 0.1 0.05 0-0.05 5 10 15 20 25 相-0.5 Cross corr.function between input 1 and residuals from 输出值残差自相关函数 关 系 数 0 5 10 15 20 25 Cross corr.function between input 1 and residuals from output 1 0.15 0.1 0.05 0-0.05 输出值残差自相关函数-0.1-30-20-10 0 10 20 30 延迟（lag）-0.1-30-20-10 0 10 20 30(s 延迟（lag）(s(a 5 阶模型(b 2 阶模型 图 40 Y 轴 NC 单元至测速电机间不同阶数模型的残差相关函数 Fig.40 Correlation Function of Residuals in different Order Models between NC Unit and Techometer 8.2.4 不同阶数模型的阶跃响应特性 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0-0.1 0 0.7----CRA —ARX 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0-0.1 0----CRA —ARX(a5 阶模型 5 10 15 20(b2 阶模型 5 10 15 20 图 41 不 同阶数模型 的阶跃响应 Fig.41 Step Response Using CRA and ARX Models 时间（×7.81ms）时间（×7.81ms）8.2.5 Bode 图 幅 值(dB 10 2 AMPLITUDE PLOT, input # 1 output # 1 10 0-2----测 量 曲 线 — 模型曲线 10 10-4 10 0 101 102 103 相 位(度 PHASE PLO T, input # 1 output

# 1 0-500-1000-1500----测 量 曲 线 — 模型曲线(a 5 阶模型-2000 0 10 10 1 频率 10 2 frequency(rad/sec 10 3 幅 值(dB 10 0 AMPLITUDE PLOT, input # 1 output # 1----测量曲线 — 模型曲线 10-2 10-4 10 相 位(度 0 0 10 1 10 2 10 3 PHASE PLOT, input # 1 output # 1----测量曲线 — 模型曲线-500-1000-1500 0 10 10 1 频率 10 2 10 frequency(rad/sec 3(b 2 阶模型 图 42 不同阶数模型的 Bode 图 Fig.42 Bode Curves in Different Order Models 8.3 8.3 Y 轴 NC 单元至测速电机参数化模型 8.3.1 8.3.1 差分方程传递函数 式（2）中的系数为：（1）5 阶差分方程传递函数）b1~b10 = [ 0 0 0 0 0 0.0039 0.0025 0.0027 0.0041 0.0091 ] a1~a5 = [-1.8504 0.8120 0.0786 0.1823-0.2040 ] b 系数各项对应的

方差值为：0 0 0 0 0.0011 0.0015 0.0015 0.0015 0.0013； a 系数各项对应的方差值为： 0.0304 0.0668 0.0722 0.0639 0.0261。（2）2 阶差分方程传递函数）b1~b6 = [ 0 0 0 0 0 0.0014 0.0143 ] a1~a2 = [-1.8403 0.8617 ] b 系数各项对应的方差值为：0 0 0 0 0 0.0014 0.0015 a 系数各项对应的方差值为：0.0104 0.0104 8.3.2 8.3.2 零-极点模型 阶零（1）5 阶零-极点模型 式（3）中的系数为：K= 0.0039, 零极点参数见表 8 Table 8 Zero-Pole Parameters of Five Orders Model 表 8 5 阶模型的零极点参数 序号 零点（z）极点（p）1 0.6249 + 1.0771i 0 2 0.62490.7817i 0 5 0.7953 + 0.3312i 6 0.79530.4218i 9 0.9381 极点模型（2）2 阶零-极点模型）z1=-10.2143 p1~p6 = [ 0 0 0 0 0.9202 + 0.1226i 0.9202-0.1226i ] K = 0.0014 3.8.3.3 3.8.3.3 状态方程（1）2 阶模型）

0 T B = [1 0 0 0 0 0] C = [ 0 0 0 0 0 0.0014 ] D=0(2 5 阶模型的状态方程 阶模型的状态方程

0 0.5413 0 0

小结 对所建立的智能加工平台进行各个组成环节动态特性参数的辨识，这些组 成环节包括：NC 单元速度

控制信号输入端至速度指令输出端组成的环节、X 轴伺服驱动单元（MAX400）的 VCS（Velocity Command Signal）端至测速电 机信号输出端组成的环节、Y 轴伺服驱动单元的 VCS 端至测速电机信号输出 端组成的环节、数字控制单元速度控制信号输入端至 X 轴测速电机信号输出 端组成的环节、数字控制单元速度控制信号输入端至 Y 轴测速电机信号输出 端组成的环节。辨识中，计算出了不同阶次的脉冲传递函数、零-极点模型及状态方程模 型。给出了输入的 M 序列信号及在 M 信号激励下的输出信号波形图、脉冲响 应估计图、不同阶次下的损失函数（图及数据）、不同阶次的单位圆零极点分 布图、不同阶次模型与实测数据的拟合曲线、不同阶次模型的输出信号残差自 相关函数及输入输出数据残差互相关函数图、不同阶次模型的幅频及相频（Bode）图、模型的阶跃响应图等。由实验数据、计算结果及图表，可以得到以下几点结论：（1）智能控制平台的时延主要是由于 NC 单元的计算时间所导致，其时 延系数计算值为 3，即延时量为 3×7.81ms。而在伺服驱动器及工 作台之间的时延很小，时延系数计算值为 0（实际延时量小于 7.81ms）。对应于 X 及 Y 坐标，NC 单元至测速电机之间的时延系 数计算值分别为 4 和 5。（2）数控装置中，缩短采样周期至一定数值时，会出现非最小相位现象。（3）高阶模型的精度优于低阶模型精度，5 阶或 7 阶模型能很好的再 用 现平台 X 轴及 Y 轴的特性； 阶模型也能大致反映平台的特性，2 但 存在较大的误差。（4）Bode 图表明低阶模型的相位误差在高频段（大于 200 弧度/秒）更 为显著，这反映了在高速伺服控制中，宜采用精度较高的高阶模型，但高阶模型所需的运算时间又会增加，使得时延系数加大。因此要 在精度与时延二者之间进行权衡。改进伺服控制算法及提高硬件的 运算速度是解决此问题的途径之一。（5）数字控制单元用 2 阶模型已能基本反映特性。在频率大于 100 弧度 /秒后，无论是高阶或低阶模型，相频特性都拟合不理想，这是由 于数字控制单元的时延特性所导致。