反激变换器课程设计报告

第一篇：反激变换器课程设计报告

电力电子课程实习报告

班级： 电气10-3班

学号： 10053303 姓名： 李 乐

目录

一、课程设计的目的

二、课程设计的要求

三、课程设计的原理

四、课程设计的思路及参数计算

五、电路的布局与布线

六、调试过程遇到的问题与解决办法

七、课程设计总结

一、课程设计的目的

（1）熟悉Power MosFET的使用；

（2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用；（3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。

二、课程设计的要求

本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。

电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。

三、课程设计原理

1、引言

电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。

线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。

开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。

2、基本反激变换器工作原理

基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。

图1 反激变换器的原理图

电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I流过。M1导通与截止的等效拓扑如图2所示。

（A）

（B）

图2 反激变换器的两种工作状态

反激变换器的工作过程大致可以看作是原边储能和副边放电两个阶段。原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次M导通之前，副边已经将磁路的储能放光，即副边电流为零，则称变压器运行于断续电流模式（DCM），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前，Q又导通，则称变压器运行于连续电流模式（CCM）。通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM）下。

当变换器工作在CCM下时，输出与输入电压、电流之间的关系如下：

UO=MU，gI=MgI，其中M=aDNp。, N=

N(1D)NS当变换器工作在DCM下时，上述关系仍然成立，只不过此时的增益M变为：

M=UUog2LmD=,K=

RKfs<

2 1DN

2可以看出，改变开关器件Q的占空比和变压器的匝数比就可以改变输出电压。

3、反激变换器的吸收电路: 由于在实际中反激变换器存在各种寄生参数，如变压器的漏感，开关管的源漏极电容。在这种情况下，反激变换器是不能可靠工作的。所以为了让磁通可靠复位，加了RC吸收电路。其图如下所示：

（a）

（b）图3 吸收电路

4、反激变换器的系统结构

反激式变换器的系统结构示意图如图所示。由图中可以看出，一个AC输入DC输出的反激式变换器主要由如下五个部分组成：输入电路、变压器、控制电路、输出电路和吸收电路。输入电路主要包括整流和滤波，将输入的正弦交流电压变成直流，而输出电路也是整流和滤波，是将变压器副边输出的方波电压单向输出，且减少输出电压的纹波。所以，反激变换器的关键在于变压器和控制电路的设计。这也是本次课程设计的重点。

图4 反激变换器的系统结构简图

四、课程设计的思路及参数计算

在本次实习中提供的变压器的铁芯是EE28铁氧体铁芯，其在25摄氏度的磁导率为Bmax_250.5T，铁芯的初始磁导率为2300u0。

变压器选择的相关参数包括：原副边匝数比、原边匝数、副边匝数和气隙，本次试验中用到的变压器的绕组的漆包线已经给定，无需选择。

（1）根据输入的最高直流电压和开关管Q的耐压确定原副边匝数比：

Ug=1.4U2=1.4220=308V ,UQ=600V ,=80%。

NNpsU=1.3UO1Q1.32Ug6001.3308==5.558

1.31012这是匝数比的上限值，匝比只能比这个小，不能比其大。取

NNps=5.这就求得了最大占空比，即最大导通时间。

为了保证电路工作于DCM模式，磁路储能和放电的总时间应控制在0.8T以内，所以：

TonTr0.8TonDpsmaxU1TgNUN1TrOU1NU1

psgNUNpsO10.8TNO=5110.8=0.1215，取D=0.1。

307511（2）原边匝数的计算： 根据磁芯，得到有效的导磁截面积

A，则原边匝数应保证在最大占空比时磁路仍不饱和。

e电压冲量等于磁路中磁链的变化量，取开关频率为75KHz,25°下Bmax为0.5T TUDNBAgmaxpmaxe3080.121517510630.580.91012.304，真正的原边匝数必须比这个值大，才可能让磁路不饱和。通常取2倍的上述值，则取（3）副边匝数的计算

根据上面两步的结果，很容易求出副边匝数（4）辅助绕组的计算

Np25。

Ns5。

辅助绕组计算与副边绕组的计算方法一样，由于输出10v，供电输出12v。则得到NS16（5）气隙长度的计算：

原边的峰值电流为IspUgD2PO2101.51.2175A

80%3080.1则初级电感为

Lp2POTIsp22101.51.331043.365H 10280%1.21755求出气隙长度为：AlLA0egLFer410780.910651.41031.664104m=0.16mm。43.365102300252变压器制作过程中可取三层卫生纸（每层0.05mm）作为气隙

图5 功率变压器磁路示意图

6、控制系统的设计（1）振荡器：

振荡器的频率有定时元件RT，CT决定，f1.8，我们小组的频率选为75KHZ。

RTCT初始RT=122Ω，CT取104,。（实验中有改动，改为RT=1200欧姆，CT取103）（2）电压误差放大器：

在本次实习中在输入与输出的隔离开关电源中，为了减小误差，通常采用外置电压环，即将U3845的内部误差放大器旁路掉，由外部电压环的输出通过补偿输入引脚决定电流参考。

（3）电流比较器:电流比较器的门槛值Verror有误差放大器的输出给定，当电压误差放大器显示输出电压太低时，电流的门槛值就增大，使输出到负载的能量增加，反之也一样。

电流型控制的优点是本身具有过流保护功能，电流比较器实现对电流的逐周限制，属于一种恒功率过载保护方法，即维持供给负载的恒功率。整个控制部分的原理图如下所示：

图6 UC3845控制原理示意图

几个重要器件的介绍:(1)UC3845 UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。

芯片管脚图及管脚功能如图1所示。

图7 UC3845芯片管脚图

1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。

2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5 V）进行比较，调整脉宽。

3脚：电流取样输入端。

4脚：R T/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。

5脚：接地。

6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A.7脚：正电源脚。

8脚：V ref，5V基准电压，输出电流可达50mA.（2）TL431 TL431是一个良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。

外部有三极分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）、参考端（REF）。其芯片体积小、基准电压精密可调，输出电流大等优点，所以可以用来制作多种稳压器件。

其具体功能可用图4.14的功能模块示意。由图可看出，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放特性可知，只有当REF端的电压十分接近VI时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管，电流将从1到100mA变化。

图8 TL431的功能模块示意图

在开关电源设计中，一般输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误 差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处在电源高压主边的 光耦感光部分得到的反馈电压，用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关 电压输出。（3）PC817 PC817是一个比较常用的光电耦合器,内部结构如图4.15所示，其中脚1为 阳极，脚2为阴极，脚3为发射极，脚4为集电极。

时间，从而得到一个稳定的直流在开关电源中，当电流流过光二极管时，二极管发光感应三极管，对输出进 行精确的调整，从而控制UC3842的工作。同时PC817光电耦合器不但可起到反馈作用还可以起到隔离作用。

图4.15 PC817内部框图

7、UC3845的主要外围电路设计（1）供电

Ra13088.5299.5K,初始取Ra1=300KΩ,(后修改为Ra1250K)。3110(2)电流检测

接在功率MOSFET源极上的电流检测电阻大概值为：

URssmaxIpk0.70.5749，取Rs0.5。

1.2175在测试时，如果发现在最小输入电压下，电源无法提供满载功率，就需要减小该电阻值。（3）电压反馈控制

电压反馈环节要与输入电压和控制IC隔离，常用光隔离器进行隔离。

R15V1K,要求流过二极管的最大电流为： 5mA1mA5mA7.5mA,所以，0.8OfkaminIfmaxR2UUU7.5f101.22.50.84K，7.5mAR2UUUOkamin50101.22.50.126K，50mA取R20.5K。

u3mA0.5K1.5VR2uR3uR2uf1.51.22.7VIR3IKaIf20mA3mA17mAR3取uRIR32.7V158.8217mA

3R150。

3Uref2.5V12.5K200uA200uA 在此范围内取值，则 R610KR6R5(UoUref)R5R612102.536KUref2.5 则取

30K

五、电路的布局与布线

六、调试过程遇到的问题与解决办法

1、初次焊接成功后，取Ra1为300K欧姆，上电后稳压管两端输出8.2v，输出端没输出，怀疑是Ra1太大的缘故，于是将其改成150KΩ和100KΩ加50K电位器串联，即改成可调节的，重新上电，并缓缓调小Ra1，结果稳压管两端达到8.5v，但UC3845芯片仍旧没有工作，因此仍没有输出

2、经询问同学，怀疑可能是因为CT取得太大，影响输出频率，导致UC3845不能工作，于是缩小十倍由104变为103，为保证开关频率不变，RT相应扩大十倍，变为1200欧姆，再次上电，这次UC3845工作了，有输出了，但开关管在震动，发出嗡嗡声，上电到150V左右时保险丝烧了，撤电后检查发现开关管也烧坏了。

3、换上新的器件后，开始检查电路，发现RC滤波的电压和电容选错了，电容选的太小因为这个是大家统一的，我们选的电容太小电阻太大，修改之后再次上电，结果显示输出的发光二极管亮了一下之后就灭了，撤电再次检查发现稳压管烧坏了。

4、我们推测是因为Ra1调的太小，导致供给稳压管两端电压太大，于是换了稳压管之后并调大了Ra1，但是再次上电仍然烧了稳压管，所以感觉推测有误。

5、询问老师，原因可能是辅助绕组匝数太多，应减少，于是将辅助绕组减到4匝，结果成功了一小步，稳压管有稳定输出12v，输出稳定在15v，觉得两个电压都太大，不敢继续升高输入电压，怕烧坏稳压管。于是又一次修改变压器，将辅助绕组减到3，副边绕组也减到3，再次上电稳压管两端电压竟然升到了13v多，没敢继续升高输入，不明白为什么降低了绕组匝数反而电压上升，撤电分析原因

6、询问老师知，副边绕组降低导致占空比增大，接着导致供电输出也增大，于是将输出绕组又改为5匝，重新上电，但输出调到10v后，但UC3845不工作，这次是辅助绕组匝数太少导致供电输出太小，达不到8.5v。

7、最后将辅助绕组又增大到到5匝，上电输出稳定，但升到200v左右时，输出突然降为零，经检查，是输出绕组上的二极管被击穿。辅助绕组上的IN5822也被击穿。

8、将击穿的二极管换为耐压更强的FR307二极管，最后终于得到理想输出，而且带载成功，输出10v,1.5A.七、课程设计总结

历时两周的实习结束了，最终出来满意的结果，虽然中间经历了很多的挫折，但还是很有自豪感的。从最开始的电路图设计、参数计算，到后来的焊接，调试，修改，自己在其中受益匪浅。在这期间，我们查阅了很多资料，学习和巩固了许多的知识和技能。还有老师们对我们问题的耐心讲解，使我们对许多问题的看法更加透彻，自己表示十分感谢。

第二篇：UC3842反激电路课程设计资料

目录

一、引言...........................................................................................................................................2 1.1设计背景.............................................................................................................................2 1.2设计基本要求.....................................................................................................................2

二、功率开关管的选择……………………………………………………………………………错误！未定义书签。

三、UC3842简介…………………………………………………………………………………..错误！未定义书签。

3.1 UC3842的结构................................................................................错误！未定义书签。3.2 UC3842的功能................................................................................错误！未定义书签。

四、变压器设计...............................................................................................................................6 4.1估算输入和输出功率.........................................................................................................6 4.2计算最小和最大输入电流.................................................................................................7 4.3计算脉冲信号最大占空比.................................................................................................8 4.4磁芯参数确定方法.............................................................................................................8

五、光耦信号传输电路……………………………………………………………………………9

5.1保护采样电路.....................................................................................................................9 5.2微机处理芯片电路.............................................................................................................9 5.3变频器的控制方式选择.....................................................................................................9

六、输出滤波电路…………………………………………………………………………………10

七、整体电路与实物.......................................................................................................................11

八、心得体会………………………………………………………………………………………1

一、引言 1.1设计背景

UC3842是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路。与电压控制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。该电路主要特点有：内含欠电压锁定电路、低启动电流（典型值为 0.12mA）、稳定的内部基准电压源、大电流推挽输出（驱动电流达 1A）、工作频率可到 500kHz、自动负反馈补偿电路、双脉冲抑制、较强的负载响应特性。电流型控制系统是电压电流双闭环系统，一个是检测输出电压的电压外环，一个是检测开关管电流且具有逐周期限流功能的电流内环，具有更好的电压调整率和负载调整率，稳定性和动态特性也得到明显改善。高频开关稳压电源由于具有效率高、体积小、重量轻等突出优点而得到了广泛应用。传统的开关电源控制电路普遍为电压型拓扑，只有输出电压单闭控制环路，系统响应慢，线性调整率精度偏低。随着PWM 技术的飞速发展产生的电流型模式拓扑很快被大家认同和广泛应用。

1.2设计基本要求

（1）设计一款72V多路输出的flyback拓扑开关电源。（2）要求： 输入电压：60-85V；

（3）输出：5V/1.5A；15V/1.2A；需与输入隔离；（3）控制芯片：UC3842；

二、功率开关管的选择

第一步是选用N沟道还是P沟道。这是设计选择正确器件的第一步。在典型的功率应用中，当一个场效应管接地，而负载连接到干线电压上时，该场效应管就构成了低压侧开关。在低压侧开关中，应采用N沟道场效应管，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。当场效应管连接到总线及负载接地时，就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P沟道场效应管，这也是出于对电压驱动的考虑。

第二步是选择场效应管的额定电流。视电路结构而定，该额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似，设计人员必须确保所选的场效应管能承受这个额定电流，即使在系统产生尖峰电流时。两个考虑的电流情况是连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下，场效应管处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌(或尖峰电流)流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。

第三步：确定热要求。选择场效应管的下一步是计算系统的散热要求。设计人员必须考虑两种不同的情况，即最坏情况和真实情况。建议采用针对最坏情况的计算结果，因为这个结果提供更大的安全余量，能确保系统不会失效。在场效应管的资料表上还有一些需要注意的测量数据；比如封装器件的半导体结与环境之间的热阻，以及最大的结温。

第四步：决定开关性能。选择场效应管的最后一步是决定场效应 管的开关性能。影响开关性能的参数有很多，但最重要的是栅极/漏极、栅极/源极及漏极/源极电容。这些电容会在器件中产生开关损耗，因为在每次开关时都要对它们充电。场效应管的开关速度因此被降低，器件效率也下降。为计算开关过程中器件的总损耗，设计人员必须计算开通过程中的损耗(Eon)和关闭过程中的损耗(Eoff)。场效应管开关的总功率可用如下方程表达：Psw=(Eon+Eoff)×开关频率。而栅极电荷(Qgd)对开关性能的影响最大。

三、UC3842简介

3.1 UC3842的结构

3.2 UC3842的功能

各管脚功能简介如下: 1脚COM是内部误差放大器的输出端，通常此脚与2脚之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。

2脚Vfb是反馈电压输入端，此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压(一般为+2.5V)进行比较，产生控制电压，控制脉冲的宽度。

3脚Isen是电流传感端，在外围电路中，在功率开关管(如VMOS管)的源极串接一个小阻值的取样电阻，将脉冲变压器的电流转换成电压，此电压送入3脚，控制脉宽。此外，当电源电压异常时，功率开关管的电流增大，当取样电阻上的电压超过1V时，UC3842就停止输出，有效地保护了功率开关管。

4脚RT/CT是定时端，锯齿波振荡器外接定时电容C和定时电阻R的公共端。

5脚GND是接地。

6脚OUT是输出端，此脚为图腾柱式输出，驱动能力是±lA。这种图腾柱结构对被驱动的功率管的关断有利，因为当三极管VTl截止时，VT2导通，为功率管关断时提供了低阻抗的反向抽取电流回路，加速功率管的关断。

7脚VCC是电源。当供电电压低于 ＋16V时，UC3842不工作，此时耗电在1mA以下，输入电压可以通过一个大阻值电阻从高压降压获得，芯片工作后，输入电压可在+10～+30V之间波动，低于+10V停止工作。工作时耗电约为15mA，此电流可通过反馈电阻提供。

8脚Vref是基准电压输出，可输出精确的+5V基准电压，电流可达50mA。

四、变压器设计

4.1估算输入和输出功率

总的输出功率：PoUo1Io1Uo2Io2151.251.525.5W 假设效率为100%，则Pin=Po=25.5W 4.2计算最小和最大输入电流

Iin(min)Iin(max)pin25.50.3AUin(max)85pin25.50.425AUin(min)60

4.3计算脉冲信号最大占空比

DmaxUor

Uor(Uin(min)VDS)式中：Uor是二次侧反射电压。在反激式开关电源中，Uor固定不变，一般取值范围85-165V，本设计计算取Uor=110V。VDS为主开关导通时D、S间压降，典型值为10V。通过计算得到：

Dmax11068.75%

110(6010)4.4磁芯参数确定方法

4.4.1磁芯材料选择

开关电源中的高频变压器大部分采用EE或者EI型磁芯。它们的外形分别如图所示。EE型磁芯有形状简单、磁芯有效面积较大、可靠性高、热特性好、小漏感等优点，不足的是方形截面不易饶制粗线，磁屏蔽较差。本设计中使用EE磁芯，常用EE磁芯的尺寸如表所示

EI型 EE型

图3-1磁芯材料型号

图3-2EE型磁芯的规格

本文选取EE型镍锌铁氧体磁芯。4.4.2磁芯尺寸的选择

确定磁芯尺寸有两种方法，包括读表法和计算法。其中计算法又包括KG几何参数法和AP磁芯面积乘法。本次设计使用AP磁芯面积乘法。

4P51104T101xApAwAe()()10.120.114cm4 3KoKffsBWKj0.4450100.2366111其中PT为变压器的视在功率，PTPo(1)25.5(11)51

Kf为波形系数，取Kf=4。Bw为磁芯的磁感密度，取BW=2000G=0.2T。

Kj是电流密度系数。

X是常数，通常由磁芯决定，如下图表所示。

图3-3磁芯种类表

经过与表中参数对比，与之最接近的磁芯为EE22。4.4.3变压器绕组计算

（1）计算变压器原边的电感量Lp

Po[Z(1)]106Lp

KI2pkKRPfs(1RP)2其中Z是损耗分配因子。如果Z=1，所有的损耗都在次级边。如果Z=0，所有的损耗都在初级边。简单的说，Z就是次级与总的损耗的比率。如果计算没有给出Z的值，一般取作0.5。计算可得：

Lp27.511060.651.5960.659010(1)223307.58uH（2）计算初级绕组匝数

Vin(max)108100108Np133.8 34fsBmAe4901020000.41取Np1=33匝 Np2Vin(min)1084010816.6 34fsBmAe4901020000.41取Np2=17匝

（3）5V输出绕组匝数：N2Vin(min)D4078.57%4.44，实取5匝

(1D)Np(178.57%)3315V输出绕组匝数则取15匝。

五、光耦信号传输电路

电路中采用一片TOP104Y三端单片开关电源集成电路，主输出绕组电压经过二极管和电容滤波后，得到+5V电压，二极管采用MBR340T3型40V/3A肖特基二极管，另外一个+15V输出电流较小，故整流管选择SF31型50V/3A超快恢复二极管。由线性光耦CNY17-2和可调式精密并联稳压器TL431C构成光耦反馈式精密开关电源。由P6KE120型瞬态电压抑制器和UF4002型超快恢复二极管构成漏极保护电路，能够吸收尖峰电压，保护芯片内部的功率场效应管MOSFET不受损坏。

六、输出滤波电路

经典滤波的概念，是根据傅里叶分析和变换提出的一个工程概念。根据高等数学理论，任何一个满足一定条件的信号，都可以被看成是由无限个正弦波叠加而成。换句话说，就是工程信号是不同频率的正弦波线性叠加而成的，组成信号的不同频率的正弦波叫做信号的频率成分或叫做谐波成分。只允许一定频率范围内的信号成分正常通过，而阻止另一部分频率成分通过的电路，叫做经典滤波器或滤波电路。由于正激式开关电源电路拓扑通过输出滤波电感平滑了逆变器输出电流，因此需要输出整流滤波电容器滤除的交流分量仅为开关电源额定输出电流的20%以下，需要电容器的性能要求不是很高；

反激式开关电源要求输出整流滤波电容器“短路”逆变器输出电流的所有交流电流成分，因此将流过非常高的有效值电流，要求电容器具有能够承受这个电流的能力；不仅如此，为了尽可能将

所有的交流电流分量“短路”要求输出滤波电容器均由尽可能低的ESR，因此输出整流滤波电容器将需要极低ESR的“高频低阻”铝电解电容器或低ESR钽电解电容器以及陶瓷贴片电容器。选择一般的

低阻铝电解电容器实则需要更多数量的才能满性能要求。

七、整体电路与实物

八、心得体会

亲手调试这样一个开关电源，让我对书本的理论知识有了更深的理解。从最初的原理拓扑图，到最终实际电路图，以主干电路，不断进行丰富和完善，使一个正激电路逐步完善。每一次试验都是对电力电子知识的不断深入和探索，这样的经历让我印象深刻。还记得一开始一直没有调试出来，先是检查出来稳压管坏了，之后又发现变压器绕反了，这些错误虽然细小，甚至很难发现，但对一个电路的正常运行至关重要，因此需要严谨地排查错误，细心地分析每一块电路出错的地方，我相信这才是此次课程设计的目的所在。参考文献

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开关稳压电源的原理及设计 13

2004

人民邮电出版社 2008

第三篇：电力电子升降压变换器课程设计[推荐]

中北大学电子技术课程设计说明书绪论

《电力电子技术》课程是一门专业技术基础课，电力电子技术课程设计是电力电子技术课程理论教学之后的一个实践教学环节。其目的是训练学生综合运用学过的变流电路原理的基础知识，独立完成查找资料、选择方案、设计电路、撰写报告的能力，使学生进一步加深对变流电路基本理论的理解和基本技能的运用，为今后的学习和工作打下坚实的基础。

《电力电子技术》课程设计是配合变流电路理论教学，为自动化专业开设的专业基础技术技能设计，课程设计对自动化专业的学生是一个非常重要的实践教学环节。通过设计能够使学生巩固、加深对变流电路基本理论的理解，提高学生运用电路基本理论分析和处理实际问题的能力，培养学生的创新精神和创新能力。

斩波电路(DC Chopper)的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，也称为直接直流—直流变换器(DC/DC Converter)。直流斩波电路的种类很多，包括6种基本斩波电路：降压斩波电路，升压斩波电路，升降压斩波电路，Cuk斩波电路，Sepic斩波电路，Zeta斩波电路，前两种是最基本电路。应用Matlab的可视化仿真工具Simulink建立了电路的仿真模型，在此基础上对升降压斩波Boost—Buck电路进行了较详细的仿真分析。

本文分析了升降压斩波电路的工作原理，又用Matlab对升压-降压变换器进行了仿真建模，最后对仿真结果进行了分析总结。升降压斩波电路的设计

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2.1升降压斩波电路工作原理

（1）V通时，电源E经V向L供电使其贮能，此时电流为i1。同时，C维持输出电压恒定并向负载R供电。

（2）V断时，L的能量向负载释放，电流为i2。负载电压极性为上负下正，与电源电压极性相反，该电路也称作反极性斩波电路。

a)原理图

b)波形图

图（3）升压/降压斩波电路的原理图及波形图

数量关系：

稳态时，一个周期T内电感L两端电压uL对时间的积分为零，即：

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当V处于通态时，uLT0uLdt0

E；当V处于断态时，uLuo；于是：

EtonU0toff所以输出电压为： U0

tontEonEE toffTton1由此可见，改变导通占空比α，就能够控制斩波电路输出电压U。的大小。当0<α<1/2时为降压，当1/2<α<1时为升压，故称作升降压斩波电路。

图（3）b)中给出了电源电流i1和负载电流i2的波形，设两者的平均值分别为I1和I2，当电流脉动足够小时，有：

I1tonI2toff由上式可得：

1I2I1I1

tontoff如果V、VD为没有损耗的理想开关时，则：EI1UoI2

其输出功率和输入功率相等，可将其看作直流变压器。

2.2根据升降压斩波电路原理图

如图（3），建立升压-降压式变换器仿真模型，如图（4）所示：

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图（4）升压-降压式变换器仿真模型

2.3 的建模和参数设置：

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2.3 的建模和参数设置：

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3.设计结果及分析

1、脉冲发生器中的脉冲宽度设置为脉宽的33.3%，2、仿真结果如图（5）所示： 8

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图（5）控制脉冲占空比33.3% 从图5可以看出，负载上平均电压为10 V，波形为有少许波纹的直流电压；

理论计算：U0EE10V，Uo与E极性相反； 1仿真结果与升降压斩波理论分析吻合。

3、脉冲发生器中的脉冲宽度设置为脉宽的66.6%，4、仿真结果如图（6）所示：

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图（6）控制脉冲占空比66.6% 从图6可以看出，负载上平均电压为40 V，波形为有少许波纹的直流电压； 解 输出10v时的占空比Dc=1／3 则

Lc=R／2(1-Dc)2Ts=10／2×（2/3）2 ×1/20000=104uH C=V0DCTS/R△U0=1/10×0.2 ×3×20000=886uF 输入40v时的占空比为Dc=2/3 则

Lc= R／2(1-Dc)2Ts=10／2×（1/3）2 ×1/2000=10.4uH C=V0DCTS/R△U0=1/10×0.2 ×3×20000=886uF 总结

通过以上的仿真过程分析，可以得到下列结论：

(1)直流斩波电路可将直流电压变换成固定的或可调的直流电压，使用直流斩波技术，不仅可以实现调压的功能，而且还可以达到改善网侧谐波和提高功率因数的目的。直流斩波技术主要应用于已具有直流电源需要调节直流电压的场合。

(2)升降压斩波电路（Boost-Buck Chopper）能够方便的调节输出电压，tontonEEE ；由于输出电压为： U0若改变导通比αtoffTton1，则输出电压可以比电源电压高，也可以比电源电压低，当0<α<1/2时为降压，当1/2<α<1时为升压，轻松实现直流变换中的升压和降压作用，工业生产应用广泛。

(3)直流变换电路主要以全控型电力电子器件作为开关器件，通过控制主电路的接通与断开，将恒定的直流斩成断续的方波，经滤波后变为电压可调的直流输出电压。利用Simulink对降压斩波电路和升降压斩波的仿真结果进行了详细分析，与采用常规电路分析方法所得到的输出电压波形进行比较，进一步验证了仿真结果的正确性。

(4)采用Matlab/Simulink对直流斩波电路进行仿真分析，避免了常规分析

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方法中繁琐的绘图和计算过程，得到了一种较为直观、快捷分析斩波电路的新方法。同时其建模方法也适用于其他斩波电路的方针，只需对电路结构稍作改变即可实现，因此实用性较强。

(5)应用Matlab/Simulink进行仿真，在仿真过程中可以灵活改变仿真参数，并且能直观的观察到仿真结果随参数的变化情况，方便学习与研究。

体会

本次设计中我查阅了相关书籍、资料，首先对直流斩波电路有了大致的掌握，直流变换电路主要以全控型电力电子器件作为开关器件，通过控制主电路的接通与断开，将恒定的直流斩成断续的方波，经滤波后变为电压可调的直流输出电压。

进一步复习了直流斩波电路的基本类型，包括降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路等，理解了其工作原理，熟悉其原理图及工作时的波形图，掌握了这几种电路的输入输出关系、电路解析方法、工作特点，并在理解的基础上能对直流斩波电路进行分析计算，加深了对直流斩波电路的掌握及应用。

通过使用Matlab的可视化仿真工具Simulink对升降压斩波Boost—Buck电路建立仿真模型，我更加熟悉了仿真库里的原器件，增强了画图能力，使用SCOPES（示波器），可以在运行方针时简明地观察到仿真结果，还可将多个结果放在一起以便对比，使我体会到了Matlab的可视化仿真工具Simulink的功能的齐全及使用的便捷。同时在仿真建模的基础上对升降压斩波Boost—Buck电路进行了详细的仿真分析，将仿真波形与常规分析方法得到的结果进行比较，提高了我设计建模的能力、分析总结能力及加强了对Matlab/Simulink软件的熟练程度。

总之，通过这次基于MATLAB的升压-降压式变换器的仿真的设计，我无论在理论分析上还是在建模仿真上都是受益颇多，体会到了Matlab软件在电力电子技术学习和研究中的应用价值，同时它也是能让我们将理论与实践相结合、将所学知识系统化联系在一起的很好的工具，经过仿真能使所学的概念理解的更清晰、知识掌握的更牢固。

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参考文献

[1] 王兆安、黄俊．电力电子技术．机械工业出版社，2009．6 [2] 王忠礼、段慧达、高玉峰．MATLAB应用技术—在电气工程与自动化专业中的应用．清华大学出版社，2007．1 [3] 王辉、程坦．直流斩波电路的Matlab/Simulink仿真研究．现代电子技术，2009．5：174-175

第四篇：buck变换器设计报告

BUCK变换器设计报告

——电力电子装置及应用课程设计

设计指标及要求

1.1设计指标

•输入电压标称直流48V 范围：43V~53V •输出电压：直流24V •输出电流：直流5A •输出电压纹波：100mV •电流纹波：0.25A •开关频率：250kHz •相位裕量：60 •幅值裕量：10dB

1.2 设计要求

•计算主回路的电感和电容值

•开关器件选用MOSFET, 计算其电压和电流定额 •设计控制器结构和参数 •画出整个电路, 给出仿真结果 BUCK主电路各参数计算

图1 利用matlab搭建的BUCK主电路

Mosfet2在0.01s时导通，使得负载电阻由9.6

变为4.8，也就是说负载由半载到满载，稳态时负载电流上升一倍，负载电压不变，这两种状态的转换的过程的表征系统的性能指标。2.1 电感值计算

当当当 时，时，时，D=0.558 , 求得，D=0.5 , 求得，D=0.453，求得

所以，取

2.2 电容值的计算

代入，得，由于考虑实际中能

量存储以及输入和负载变化，一般取C大于该值，取

2.3 开关器件电压电流计算

2.4 开传递函数的确定

其中

故开环传递函数为 系统开环性能

3.1 开环传递函数的阶跃响应

由MATLAB可以作出系统的开环函数的单位阶跃响应，如下图所示

由图可知，系统振荡时间较长，在5ms之后才可以达到稳定值，超调量为66.67%，需要增加校正装置进行校正。

3.2 系统开环输出电压电压、电流响应

由MATLAB simulink作出的系统的输出电压、电流响应如下图所示

图2 开环电压、电流响应

在0.01s时负载由9.6。

由图可知电压超调量达到70%，电流超调量达到75%。

变为4.8，电压振荡后不变，电流增大一倍

图3负载变化时电流响应图4负载变化时点响应

图3 电流纹波图4 电压纹波

电流纹波约为0.002A，电压纹波为0.01V，符合设计的要求，由于器件本身的压降损耗等因素，电压稳态值不等于24V，电流的稳态值也不等于5A。控制系统设计

4.1 控制原理

图5 闭环控制系统原理

取输出输出信号作为反馈信号，经过校正装置来控制MOSFET的导通和断开，在开关周期一定的情况下控制占空比，实现闭环控制。根据控制信号的不同，有以下两种控制方法：

图6 电压型控制

电压控制型：电压作为反馈信号，经过校正装置与锯齿波比较来控制开关的占空比。

图7 电流型控制

电流峰值控制：用通过功率开关的电流波形替代普通PWM调制电路中的载波信号。

4.2 闭环系统结构图

图8 闭环系统结构图

闭环增益:调节器增益：反馈因子：

4.3 调节器类型

积分器

PI调节器

PID调节器

•积分器：斜率-20db/dec,-90°.•PI调节器：加入一个零点，局部斜率平坦，并且可提供90°的超前相位。

•PID调节器：加入两个零点，局部斜率上翘，并且可提供180°的超前相位。

4.4 闭环系统各参数确定

采用电压型控制，取输出电压作为反馈量，选用PID调节器进行调节，并且使用K因子法确定各参数的数值。

4.4.1 确定相位裕量 根据设计要求，相位裕量为600

4.4.2 确定剪切频率

由于PID调节器可以提供180度相位超前

取 4.4.3 确定。，即，为确保校正成功，取相位裕量为7由开环传递函数可以求得当时，由于递函数,可得

4.4.4 各电路参数及

由K因子法公式可得

由公式 的确定 ,所以,可得代入传

可得

进而可得

解得 K=27.75

已知 代入解得，K=27.75，表达式为：

代入得 系统闭环电路设计

5.1 基于MATLAB的闭环系统

图 MATLAB下系统闭环电路

5.1.1 校正后的bode图

MATLAB作出的校正后的系统bode图

图9 校正前后bode图

利用MATLAB SISOTOOL同样可以作出加入PID调节器系统的bode图

图10 MATLAB SISOTOOL作出的bode图

图中方形点为极点，圆形点为零点，由图中可以直接读出,并可以求得幅值裕量为无穷大，均符合设计要求。

5.1.2 系统的闭闭环单位阶跃响应

图11 闭环传递函数的单位阶跃响应

对比开环传递函数的单位阶跃响应图可知，系统响应速度加快，在0.5ms时基本达到稳态值，振荡过程大大缩短。

5.1.3 闭环系统输出电压、电流波形

图12 电压响应波形

图13 电流响应波形

图14 负载变化电流响应 图15 负载变化电压响应

电压电流纹波状况如下图所示

图16电流纹波 图 电压纹波

由图可知电压电流响应都明显快于开环系统，振荡的幅度小，振荡时间短。电流纹波约为0.002V，电压纹波约为0.01V，均符合设计标准。

5.2 基于psim的闭环电路设计

图 基于PSIM的闭环电路图

在48V基础上叠加一个频率为200Hz 设计感悟

第五篇：高频课程设计报告

一 设计课题名称

单边带调制解调电路的设计

二 课程设计目的、要求与技术指标

2.1 课程设计目的

（1）巩固所学的相关理论知识；（2）掌握电子系统的一般设计方法；

（3）会运用multisim工具对所作出的理论设计进行模拟仿真测试,进一步完善理论设计；（4）通过查阅手册和文献资料,熟悉常用电子器件的类型和特性,并掌握合理选用元器件的原则；

（5）掌握模拟电路的安装测量与调试的基本技能,熟悉电子仪器的正确使用方法,能力分析实验中出现的正常或不正常现象(或数据)独立解决调试中所发生的问题；

2.2 课程设计要求

（1）根据技术指标要求及实验室条件设计出电路图，分析工作原理，计算元件参数；（2）安装调试所设计的电路，达到设计要求；（3）记录实验结果。

2.3 技术指标

（1）输入参考信号频率：5KHz；

（2）输入参考信号电压：60mV左右，调幅系数0.5；（3）载波频率：100KHz；（4）载波电压：60mV。

三 系统知识介绍

单边带调制技术是模拟调制中的重要技术，相对于幅度调制（AM）、双边带调制（DSB）、残留边带调制（VSB）而言，传输带宽仅为调制信号带宽，有效节约了带宽资源，且节约载波发射功率。本课程设计主要介绍单边带调制解调电路的设计。学习和掌握电路设计的方法和仿真软件，并综合运用所学知识完成常规调幅的设计。本设计的技术指标是采用乘法器来实现DSB的调制，然后经过带通滤波器滤除一个边带，得到单边带调幅波，解调时采用同步检波法实现。输入参考信号频率5KHz,电压60mV左右，调幅系数0.5，载波频率为100KHz，载波电压为60mV。

四 电路方案与系统、参数设计

4.1.单边带调制解调电路的总体方案

4.1.1单边带调制方案

所谓调制，就是在传送信号的一方将所要传送的信号附加在高频振荡上，再由天线发射出去。这里高频振荡波就是携带信号的运载工具，也叫载波。振幅调制，就是由调制信号去控制高频载波的振幅，直至随调制信号做线性变化。在线性调制系列中，最先应用的一种幅度调制是全调幅或常规调幅，简称为调幅（AM）。为了提高传输的效率，还有载波受到抑制的双边带调幅波（DSB）和单边带调幅波（SSB）。在频域中已调波频谱是基带调制信号频谱的线性位移；在时域中，已调波包络与调制信号波形呈线性关系。

由于DSB信号的上、下两个边带是完全对称的，皆携带了调制信号的全部信息，因此，从信息传输的角度来考虑，仅传输其中一个边带就够了。这就又演变出另一种新的调制方式――单边带调制（SSB）。调制的方框图如下：

图一 调制的方框图

4.1.2单边带解调方案

解调是从携带消息的已调信号中恢复消息的过程。在各种信息传输或处理系统中，发送端用所欲传送的消息对载波进行调制，产生携带这一消息的信号。接收端必须恢复所传送的消息才能加以利用，这就是解调。在本课程设计中我们采用同步检波的方式，由乘法器和低通滤波器组成。实现同步检波的关键是要产生一个与载波信号同频同相的同步信号。解调的方框图如下：

图二 解调的方框图

4.2工作原理

4.2.1 DSB信号的表达式、带宽

在幅度调制的一般模型中，若假设滤波器为全通网络（＝1），调制信号

中无直流分量，则输出的已调信号就是无载波分量的，或称抑制载波双边带（DSB-SC）调制信号，简称双边带（DSB）信号。

DSB调制器模型如图三所示。可见DSB信号实质上就是基带信号与载波直接相乘，其时域

t和频域表示式分别为SDSBtmtcosct，SDSB1McMc 2

图三DSB调制器模型

DSB信号的包络不再与成正比，故不能进行包络检波，需采用相干解调；除不再含有载频分量离散谱外，DSB信号的频谱与AM信号的完全相同，仍由上下对称的两个边带组成。故DSB信号是不带载波的双边带信号，它的带宽与AM信号相同，也为基带信号带宽的两倍，即

BDSBBAM2Bm2fH式中，BmfH为调制信号带宽，fH为调制信号的最高频率。

4.2.2 SSB信号的产生及设计

由于DSB信号的上、下两个边带是完全对称的，皆携带了调制信号的全部信息，因此，从信息传输的角度来考虑，仅传输其中一个边带就够了。这就又演变出另一种新的调制方式――单边带调制（SSB）。

产生SSB信号的方法很多，其中最基本的方法有滤波法和相移法。本课设我采用的是滤波法。

用滤波法实现单边带调制的原理图如图四所示，图中的HSSB为单边带滤波器。产生SSB信号最直观方法的是，将HSSB设计成具有理想高通特性HH或理想低通特性HL的单边带滤波器，从而只让所需的一个边带通过，而滤除另一个边带。产生上边带信号时HSSB即为HH，产生下边带信号时HSSB即为HL。

图四 SSB信号的滤波法产生

显然，SSB信号的频谱可表示为

SSSBSDSBHSSB1McMcHSSB 2原理框图简洁、直观，但存在的一个重要问题是单边带滤波器不易制作。这是因为，理想特性的滤波器是不可能做到的，实际滤波器从通带到阻带总有一个过渡带。滤波器的实现难度与过渡带相对于载频的归一化值有关，过渡带的归一化值愈小，分割上、下边带就愈难实现。而一般调制信号都具有丰富的低频成分，经过调制后得到的DSB信号的上、下边带之间的间隔很窄，要想通过一个边带而滤除另一个，要求单边带滤波器在附近具有陡峭的截止特性――即很小的过渡带，这就使得滤波器的设计与制作很困难，有时甚至难以实现。为此，实际中往往采用多级调制的办法，目的在于降低每一级的过渡带归一化值，减小实现难度。

从SSB信号调制原理图中可以清楚地看出，SSB信号的频谱是DSB信号频谱的一个边带，其带宽为DSB信号的一半，与基带信号带宽相同，即

BSSB1BDSBBmfH 2式中，BmfH为调制信号带宽，fH为调制信号的最高频率。

由于仅包含一个边带，因此SSB信号的功率为DSB信号的一半，即

PSSB11PDSBm2t 24显然，因SSB信号不含有载波成分，单边带幅度调制的效率也为100%。4.3 SSB信号的解调

从SSB信号调制原理图中不难看出，SSB信号的包络不再与调制信号信号的解调也不能采用简单的包络检波，如图五所示

成正比，因此SSB

图五 SSB相干解调

此时，乘法器输出

经低通滤波后的解调输出为mo(t)1m(t)4

综上所述，单边带幅度调制的好处是，节省了载波发射功率，调制效率高；频带宽度只有双边带的一半，频带利用率提高一倍。缺点是单边带滤波器实现难度大。

4.4元器件与参数设计

4.4.1输入信号参数：

输入信号频率5KHz，幅度为60mV的正弦波。载波频率为100KHz，幅度为120mv的正弦波。4.4.2调制器参数：

因为中频比外来信号频率低且固定不变，中频放大器容易获得比较大的增益，从而提高收音机的灵敏度。在较低而又固定的中频上，还可以用较复杂的回路系统或滤波器进行选频。它们具有接近理想矩形的选择性曲线，因此有较高的邻道选择性。如果器件仅实现变频，振荡信号由其它器件产生则称之为混频器。

二极管环形混频器产品已形成完整的系列，它用保证二极管开关工作所需本振功率电平的高低进行分类，其中常用的是 Level 7，Level 17，Level 23三种系列，它们所需的本振功率分别为7dBm(5mW)，17dBm(50mW)和23dBm(200mW)，显然，本振功率电平越高，相应的1dB压缩电平也就越高，混频器的动态范围也就越大。对应于上述三种系列，1dB压缩电平所对应的最大输入信号功率分别为1dBm(1.25mW)、10dBm(10mW)、15dBm(32mW)。

二极管环形混频器具有工作频带宽（从几十千赫到几千兆赫）、噪声系数低（约6dB）、混频失真小、动态范围大等优点。

二极管环形混频器的主要缺点是没有混频增益，端口之间的隔离度较低，其中L端口到R端口的隔离度一般小于40dB，且随着工作频率的提高而下降。实验表明，工作频率提高一倍，隔离度下降5dB。4.4.3选择参数：

C3C2C

设计计算：

Q1

4.4.4低通滤波器参数

1RC5KHZ

由公式可得；

R1=R2=10Ω C5=C8=10uF 4.5 调制过程设计

图六 双平衡调制器的原理图

将载波和调制信号作为输入，得到的输出信号为已调波，这种电路称为调制器。平衡调制器产生抑制载波的双边带（DSB）信号或单边带（SSB）信号，在通信系统中得到了广泛应用。

图六是双平衡调制器的原理图，它由4个二极管和变压器构成。输入信号为调制信号u(t)vcost和载波信号uc(t)vccost。这样载波信号的正负控制着二极管的导通和截止。当载波信号为正半周时，二极管D1和D2导通，反之截止，当载波信号为负半周时，二极管D3和 D4导通，反之则截止。带通滤波器设计

带通滤波器是一个允许特定频段的波通过同时屏蔽其他频段的设备，比如RC振荡回路就是一个模拟带通滤波器。一个理想的带通滤波器应该有平稳的通带(允许通过的频带)，同时限制所有通带外频率的波通过。但是实际上，没有真正意义的理想带通滤波器。真实的滤波器无法完全过滤掉所设计的通带之外的频率信号，在理想通带边界有一部分频率衰减的区域，不能完全过滤，这一曲线被称做滚降斜率(roll—of)。滚降斜率通常用dB度量来表示频率的衰减程度。一般情况下，滤波器的设计就是把这一衰减区域做的尽可能的窄，以便该滤波器能最大限度接近完美通带的设计。带通滤波器的电路形式有很多，这里我采用的是无限增益多反馈环型滤波器。

图七 带通滤波器

4.6 解调过程

解调是调制的逆过程，把有用的信号从高频载波上解调出来。在解调过程中，我采用的是同步检波法，关键在于产生一个与原载波同频同相的同步信号。解调过程电路图如下：

图八 解调过程电路图

低通滤波器是一个通过低频信号而衰减或抑制高频载波的部件。低通滤波器如下：

图九 低通滤波器

4.7仿真结果

输入信号如图

图十 输入信号

载波如图

图十一 载波

输出双边带信号如图

图十二 输出双边带信号

双边带频谱如图

图十三 双边带频谱

经过带通滤波器输出频谱

图十四 经过带通滤波器输出频谱

经过同步检波后输出图形

图十五 经过同步检波后输出图形

图十六 总电路图

将调制信号及载波信号耦合到二极管双平衡回路中，由于所选二极管导通电压的影响，导致输出的双边带波有失真，这也是本课设需要改进的地方。经过带通滤波器进行滤除其中一边带，提高发射效率，从而能减小发射所需的功率。这也是单边带优于双边带的一个特点。它避免的相移法的设备复杂及成本消耗增加。用相乘法进行解调，解调输出波形经过低通滤波器，可得到调制信号。

解调时的关键是要产生一个与载波同频同相的一个正弦波。这样才能得到较好的输出波形。

五 设计电路

i1iVSSD1＋VSD3i3VLRLS－＋R?RES21:1×2D4i4R?RES2VLVLS1×2:1VS－D2i2(a)原理电路

D1i1i＋VSD3i3D4VL－＋VSi4D2VL－i2(b)等效电路

六 实验分析与讨论

课程设计是培养学生综合运用所学知识，发现、提出、分析和解决实际问题，锻炼实践能力的重要环节,是对学生实际工作能力的具体训练和考察过程。

通过这次设计让我们真正理解了生活中日常见到的电子的装置的基本工作原理，认识到理论与实践之间的差距，联系实际的应用去理解知识比一大堆理论来的直接与清晰明了。在设计中难免会遇到很多学习中不会注意到的问题，比如说在调制中在取某些值后输出是失真的波形，在设计开始并没有想过会存在那样多的问题，当着手时才发现要完成一个信号的调制与解调，在元器件、电路和取值都要有一部分的要求，科学是严谨的，这更让我们一丝不苟起来。

此次课程设计主要针对幅度调制解调电路提出自己的设计方案，并利用仿真软件来实现自己的设计电路图。设计中用到了信号发生器、双平衡调制器、带通滤波器、同步检波器及低通滤波器等在高频电子线路课程中学到的知识。由于对所学电路不熟悉，导致在设计的过程中无法画出正确的电路图，算不出电路中元器件的参数，使得在设计过程中绕了许多弯路，做了许多的无用功。

设计过程中查阅了大量的有关高频电子线路设计的书籍，巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书本上所没有学到过的知识。通过这次课程设计使我懂得了理论与实际相结合的必要性，只有理论知识是远远不够的，只有把所学的理论知识与实践相结合起来，从理论中得出结论，才能真正为社会服务，从而提高自己的实际动手能力和独立思考的能力。

在此次课设中，我学习了MultiSim仿真软件的运用，我们通过动手实践操作，进一步学习和掌握了有关高频原理的知识，加深了对幅度调制技术的认识。在设计时我们根据课题要求，复习了相关知识，还查阅了相当多的资料，这也在一定程度上拓宽了我们的视野，丰富了我们的知识。这次的高频课程设计重点是通过实践操作和理论相结合，提高动手实践能力，提高科学的思维能力，更在两周的时间了解了更多的有关调幅的课程精髓。

在此次课设中我还深刻的体会到了小组之间的合作精神的重要性，在设计过程和后期处理过程中都存在着繁重的工作压力，数据的处理，仿真软件的模拟等等，在此过程中如果没有小组之间的团队精神，个人很难或者说基本上根本就不能完成此次课设，因此在工作和学习过程中我们应该懂得团结互助的原则。

在实验室有限的条件和自己有限的知识里，非常感谢指导老师诲人不倦的精神，在接触课程设计之前，因为这门课程的难度很大。我对高频是敬而远之的心态，所有基础知识以及逻辑推理思维方面都是相当欠缺，在此我十分的感谢此次课设的所有的辅导老师，正是通过他们的认真传授和细心讲解我们才能如此顺利的完成此次课程设计。最后，特别感谢刘老师给我们这次课程设计的机会，感谢所有辅导老师的耐心指导和同学们热心的帮助。

在设计中也得到很多见识，获得或理解知识时的欣喜与在一个问题上的纠结都是很宝贵的，在这种情绪的反复中，认识到学习就是这样一个过程。不管过程怎样，以小见大的反射出以后学习的态度。

团队交流可以加深学习，找出问题，相互弥补不足，在资料的采集方面提高了不少效率，也提高的每个个体的兴奋度，真切体会团队学习给我们带来的快乐，学习是快乐的。

七 设计总结

（1）课程设计是培养我们运用所学知识发现、分析、提出和解决问题。通过这次课程设计让我们真正了解了生活中常见到的电子装备的基本原理，认识理论与实践的差别。本课程设计主要介绍单边带调制解调电路的设计。学习和掌握电路设计的方法和仿真软件，并综合运用所学知识完成常规调幅的设计。

（2）此次课程实际主要针对幅度调制解调电路提出自己的设计方案，并利用仿真软件开实现自己的设计电路图。设计中用到了信号发生器，等在高频电子线路课程中学到的知识。由于对电路不熟悉，导致在设计的过程中无法画出正确的电路图，算不出电路中元件的参数，使的在设计过程中绕了许多弯路，做了许多无用功。

（3）在课程设计过程中我们查阅了许多资料，巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多课本上没有的知识，通过这次课程实际是我懂得了理论与实践结合的必要性，在此次课设中我还深刻的体会到了小组之间的合作精神的重要性，在设计过程和后期处理过程中都存在着繁重的工作压力，数据的处理，仿真软件的模拟等等，在此过程中如果没有小组之间的团队精神，个人很难或者说基本上根本就不能完成此次课设，因此在工作和学习过程中我们应该懂得团结互助的原则。

主要参考文献

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