Buck变换器工作原理分析与总结

第一篇：Buck变换器工作原理分析与总结

题目： Buck变换器工作原理分析与总结

目录

一、关于Buck变换器的简单介绍..........................................................2

1、Buck变换器另外三种叫法...........................................................2

2、Buck变换器工作原理结构图.......................................................2

二、Buck变换器工作原理分析...............................................................3

1、Buck变换器工作过程分析...........................................................3

2、Buck变换器反馈环路分析...........................................................4

3、Buck变换器的两种工作模式.......................................................4 1）Buck变换器的CCM工作模式..............................................5 2）Buck变换器的DCM工作模式..............................................6 3）Buck变换器CCM模式和DCM模式的临界条件...............7 4）两种模式的特点......................................................................8

4、Buck变换器电感的选择...............................................................8

5、Buck变换器输出电容的选择和纹波电压...................................9

三、Buck变换器工作原理总结.............................................................10

Buck变换器工作原理分析与总结

一、关于Buck变换器的简单介绍

1、Buck变换器另外三种叫法

1.降压变换器：输出电压小于输入电压。

2.串联开关稳压电源：单刀双掷开关（晶体管）串联于输入与输出之间。3.三端开关型降压稳压电源：

1)输入与输出的一根线是公用的。2)输出电压小于输入电压。

2、Buck变换器工作原理结构图

IM1M1VdcD1ID1V1L1IL1IC1C1R2VrefIsR1IORLVsE/AVeaPWMVtrVWM驱动电路VGVO误差放大器反馈环路 a VeaVtrVdcV10VVWM b Ton c d VG

图1.Buck变换器的基本原理图

由上图可知，Buck变换器主要包括：开关元件M1，二极管D1，电感L1，电容C1和反馈环路。而一般的反馈环路由四部分组成：采样网络，误差放大器（Error Amplifier，E/A），脉宽调制器（Pulse Width Modulation，PWM）和驱动电路。

二、Buck变换器工作原理分析

1、Buck变换器工作过程分析

图2.Buck变换器的工作过程

为了便于对Buck变换器基本工作原理的分析，我们首先作以下几点合理的假设：

1)开关元件M1和二极管D1都是理想元件。它们可以快速的导通和关断，且导通时压降为零，关断时漏电流为零；

2)电容和电感同样是理想元件。电感工作在线性区而未饱和时，寄生电阻等于零。电容的等效串联电阻（Equivalent Series Resistance，ESR）和等效串联电感（Equivalent Series inductance，ESL）等于零； 3)输出电压中的纹波电压和输出电压相比非常小，可以忽略不计。4)采样网络R1和R2的阻抗很大，从而使得流经它们的电流可以忽略不计。在以上假设的基础上，下面我们对Buck变换器的工作过程进行分析。

如图1所示，当开关元件M1导通时，电压V1与输出电压Vdc相等，晶体管D1处于反向截至状态，电流ID10。电流IM1IL1流经电感L1，电流线性增加。经过电容C1滤波后，产生输出电流IO和输出电压VO。采样网络R1和R2对输出电压VO进行采样得到电压信号VS，并与参考电压Vref比较放大得到信号。如图1（a）所示，信号Vea和线性上升的三角波信号Vtr比较。当VtrVea时，控制信号VWM和VG跳变为低，开关元件M1截至。此时，电感L1为了保持其电流IL1不变，电感L1中的磁场将改变电感L1两端的电压极性。这时二极管D1承受正向偏压，并有电流ID1流过，故称D1为续流二极管。若IL1IO时，电容C1处于放电状态，有利于输出电流IO和输出电压VO保持恒定。开关元件截至的状态一直保持到下一个周期的开始，当又一次满足条件VeaVtr时，开关元件M1再次导通，重复上面的过程。

由分析可得，Buck变换器的工作过程可分为两部分： 1)开关（晶体管）导通：

二极管D1截止；电感电流线性增加并储能；电容充电储能；输出电压Vo。2)开关（晶体管）关断：

二极管D1导通；电感释放能量；电容放电；输出Vo。

2、Buck变换器反馈环路分析

仔细分析Buck变换器的原理图可知，它的反馈环路是一个负反馈环路。如图3所示，当输出电压VO升高时，电压VS升高，所以误差放大器的输出电压Vea降低。由于Vea的降低，使得三角波Vtr更早的达到比较电平，所以导通时间Ton减小。因此，Buck变换器的输入能量降低。由能量守恒可知，输出电压VO降低。反之亦然。

VOVOVSVSVeaVeaTonTonVOVO

图3 Buck变换器的负反馈环路

3、Buck变换器的两种工作模式

按电感电流IL1在每个周期开始时是否从零开始，Buck变换器的工作模式可以分为电感电流连续工作模式（Continuous Conduction Mode，CCM）和电感电流不连续工作模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）两种。两种工作模式的主要波形图如图2.4所示。下面分别对这两种工作模式进行分析。

V1Vdc0IM1I2I10ID1I2I10IL1I2I10IC10TTonTofftV1Vdc0IM10TTonToffTdTidttID10IL10tIOttIOtttIC10

(a)CCM工作模式（b）DCM工作模式

图4 Buck变换器的主要工作波形图

t 1）Buck变换器的CCM工作模式

由定义可知，Buck变换器的CCM模式是指每个周期开始时电感L1上的电流不等于零，图4（a）给出了Buck变换器工作在CCM模式下的主要波形。设开关M1的导通时间为Ton，截止时间为Toff，工作时钟周期为T，则易知有

TTonToff（2-1）

开关M1的状态可以分为导通和截止两种状态。假设输入输出不变，开关M1处于导通状态时，电压V1Vdc，此时电感L1两端的电压差等于VdcVO，电感电流IL1线性上升，二极管电流ID10。在开关M1导通的时间内，电感电流的增量为

iL1Ton0VdcVOVVOdtdcTon（2-2）L1L1其中，iL1表示开关M1导通时间内电感电流的增量（A）；L1表示电感L1的电感量（H）。

当开关M1处于截止状态时，若没有二极管D1的存在，电感L1中的磁场会将电压V1感应为负值，以保持电感中电流IL1不变。这种电压极性颠倒的现象成为“电感反冲”。但此时二极管D1导通，将电压V1钳位在比地低一个二极管正向导通压降的电位。由假设条件可知，电压V1=0V。此时，电感L1两端的电压差等于VO，电感电流IL1线性下降，二极管电流ID1IL1。在开关M1截止的时间内，电感电流的增量为

ToffVVO'OiLdtToff（2-3）10L1L1'其中，iL； 1表示开关M1截止时间内电感电流的增量（A）

'

当Buck变换器处于稳态时，电感电流的增量iL1iL1，所以

VdcVOVTonOToff（2-4）L1L1整理可得

VOVdc*若令B1TonTVdc*on（2-5）

TonToffTTon，则 TVOVdc*B1（2-6）

其中，B1表示开关M1导通时间占空比。上式表明，输出电压VO随着占空比B1变化。若用G表示输出电压的电压增益，则CCM模式下Buck变化器的电压增益为VGOB（2-7）

Vdc2）Buck变换器的DCM工作模式

由定义可知，Buck变换器的DCM工作模式是指每个周期开始时电感L1上的电流等于零，图4（b）给出了Buck变换器工作在DCM模式下的主要波形。由图4（b）可知，DCM工作模式下Buck变换器共有三种状态：开关管M1导通，二极管D1导通和系统闲置（即开关管M1和二极管D1都关闭）。设开关M1的导通时间为Ton，截止时间为Toff，二极管导通时间为Td，系统闲置时间为Tid，工作时钟周期为T，则易知有

TTonToffTonTdTid

（2-8）

假设输入输出不变，开关M1处于导通状态，参考Buck变换器工作在CCM模式的公式推导过程，可以推导出DCM模式下，在开关M1导通的时间内，电感电流的增量为

TonVVVOdcVOiL1dtdcTon

（2-9）

0L1L1其中，iL1表示开关M1导通时间内电感电流的增量（A）。

同样的，当二极管D1导通，开关M1截止时，参考Buck变换器工作在CCM模式的公式推导过程，可以推导出DCM模式下，在二极管D1的导通时间内，电感电流的增量为

TdVV'iL1OdtOTd

（2-10）

0LL11'其中，iL。1表示二极管D1导通时间内电感电流的增量（A）当系统处于闲置状态时，电感电流IL1和二极管电流Id都等于零。为了维持输出电压VO和输出电流IO不变，电容C1处于放电状态。由假设条件c)可知，此时电容上的电流等于输出电流IO，即

IC1(id)IOVO（2-11）RL其中，RL表示输出负载的阻抗。

' 当Buck变换器处于稳态时，电感电流的增量iL1iL1，所以

VdcVOVTonOTd

（2-12）L1L1整理可得

VOVdc*令B1Ton（2-13）

TonTdTonT，B2d，则上式可变为 TTVOVdc*B1（2-14）

B1B2若用G表示输出电压的电压增益，则DCM模式下Buck变换器的增益为

B1

（2-15）GB1B2另外，由图2.4（b）可知，稳态时输出电流IO等于电感电流IL1的平均值，而且等于VO，所以 RLIO化简可得

VVVO11**B1B2T*dcB1TO（2-16）T2L1RL12K

（2-17）1B1B2B1G其中，KL1。联立式（2-15）和（2-17）可解得Buck变换器DCM模式下的RLT电压增益为

GVOVdc2118KB12（2-18）

3）Buck变换器CCM模式和DCM模式的临界条件

所谓Buck变换器的临界条件就是指，此时Buck变换器的工作状态即满足DCM模式的条件，又满足CCM模式的条件。由式（3）我们知道Buck变换器在DCM模式下有

VVVO11**B1B2T*dcB1TO（2-19）T2L1RL因为，此时Buck变换器又满足CCM模式的条件，所以B1B21，故有 IOIO1VdcVO1*B1TiL1（2-20）2L12因此，Buck变换器CCM模式和DCM模式的临界条件为 1iL1IO（2-21）2且Buck变换器工作在CCM和DCM模式的判断条件分别为

1CCM模式的判断条件：iL1IO

21DCM模式的判断条件：iL1IO

2联立式（2-10）和（2-21）可得

V1VO*TdIOO

（2-22）2L1RL由上式可以得出Buck变换器CCM模式和DCM模式临界条件的另一种形式

Td2L1

（2-23）RL由上式可知，若二极管导通时间Td和电感量L1固定，Buck变换器工作在CCM模式还是DCM模式由负载电阻RL决定。当电阻RL增大时，工作状态由CCM模式转化为DCM模式。

4）两种模式的特点

a)b)c)d)不连续模式电压峰值更高 不连续模式电流峰值更大

连续模式比不连续模式具有更好的可控性。

不连续模式能量完全传递，连续模式下能量不完全传递

4、Buck变换器电感的选择

选择Buck变换器电感的主要依据是变换器输出电流的大小。假设Buck变换器的最大额定输出电流为Iomax，最小额定输出电流为Iomin。

当Buck变换器的输出电流等于Iomax时，仍然要保证电感工作在非饱和状态，这样电感值才能维持恒定不变。电感值L1的恒定确保了电感上的电流线性上升和下降。

其次，最小额定输出电流Iomin和电感值L1决定了Buck变换器的工作状态是否会进入DCM模式。我们知道，当Buck变化器工作在CCM模式时有

VTonOT

（2-35）

Vdc且当输出电压VO，输入电压Vdc和变换器的工作周期T不变时，导通时间Ton保持不变。由CCM模式和DCM模式的临界条件可知，CCM模式的最小输出电流为

1IOmini

（2-36）

2又因为

VVidcO*Ton（2-37）

L1联立式（2-35）,（2-36）和（2-37）得Buck变换器CCM模式和DCM模式的临界电感值为

LcVVVTVdcVOVO**TdcOO（2-38）

2*IOminVdc2*IOminVdc5、Buck变换器输出电容的选择和纹波电压

Buck变换器输出电容的选择和纹波电压的大小密切相关。我们知道，实际的电容C1可以等效为如图4所示的电路结构。其中电阻R0为等效串连电阻（Equivalent Series Resistance, ESR）,电感L0为等效串连电感（Equivalent Series Inductance，ESL）。当频率低于300KHz或500KHz时，电容C1的等效串连电感可以忽略，输出纹波电压主要取决于电容C0和等效串连电阻R0。

L1IL1IOD1IC1VC0C1VOD1L1C0R0L0IC1iL12C1的等效电路iL1IOTtVpp_coVOt VC0T/2图4 电容C1的等效电路及电容C1上的电流电压变化

由上图可知，电容C1上的电流为

IC1IL1IO

（2-39）

所以，电容C1上的电流最大变化量为iL1，故等效串连电阻R0上产生的电压波动峰峰值为

Vpp_R0iL1*R0

（2-40）

电容C0上的电压纹波峰峰值为

Vpp_co1iL1T**Q222iL1*T

（2-41）C0C08C0所以，输出电压VO上的电压纹波Vpp为 VppVpp_R0Vpp_coiL1*R0TiL1*(R0)8C0iL1*T8C0

（2-42）

但从一些厂家的产品手册可知，大多数常用铝电解电容R0*C0是一个常数，且等于50～80*10－6F。而Buck变换器的工作频率一般为20～50KHz，所以其周期为20～50*10－6S。因此，Vpp_R0R8RC0008（2-43）TVpp_coT8C0所以，一般情况下我们可以忽略电容C0产生的纹波电压，那么电压纹波Vpp近似为

VppVpp_R0iL1*R0（2-44）

而电压纹波和电感电流变化量可以由系统参数得到，所以可以求出变量R0的值。然后由常用铝电解电容R0*C0是一个常数可以计算出系统应该选用的电容值C0。

三、Buck变换器工作原理总结

1.2.3.4.5.BUCK变换器应用于降压、输入输出非隔离。

BUCK变换器工作频率不宜过高，一般小于50KHZ。当有超过一组输出时就不适合使用BUCK变换器。变换器的电器特性与电流模式关系密切。

变换器电路中的电感与电容起能量储－放作用，且两个器件接线形式必须为低通滤波样式。

6.效率高，损耗低，输出电流纹波较小，电路结构简单，比较适合使用于大功率输出。

第二篇：buck变换器设计报告

BUCK变换器设计报告

——电力电子装置及应用课程设计

设计指标及要求

1.1设计指标

•输入电压标称直流48V 范围：43V~53V •输出电压：直流24V •输出电流：直流5A •输出电压纹波：100mV •电流纹波：0.25A •开关频率：250kHz •相位裕量：60 •幅值裕量：10dB

1.2 设计要求

•计算主回路的电感和电容值

•开关器件选用MOSFET, 计算其电压和电流定额 •设计控制器结构和参数 •画出整个电路, 给出仿真结果 BUCK主电路各参数计算

图1 利用matlab搭建的BUCK主电路

Mosfet2在0.01s时导通，使得负载电阻由9.6

变为4.8，也就是说负载由半载到满载，稳态时负载电流上升一倍，负载电压不变，这两种状态的转换的过程的表征系统的性能指标。2.1 电感值计算

当当当 时，时，时，D=0.558 , 求得，D=0.5 , 求得，D=0.453，求得

所以，取

2.2 电容值的计算

代入，得，由于考虑实际中能

量存储以及输入和负载变化，一般取C大于该值，取

2.3 开关器件电压电流计算

2.4 开传递函数的确定

其中

故开环传递函数为 系统开环性能

3.1 开环传递函数的阶跃响应

由MATLAB可以作出系统的开环函数的单位阶跃响应，如下图所示

由图可知，系统振荡时间较长，在5ms之后才可以达到稳定值，超调量为66.67%，需要增加校正装置进行校正。

3.2 系统开环输出电压电压、电流响应

由MATLAB simulink作出的系统的输出电压、电流响应如下图所示

图2 开环电压、电流响应

在0.01s时负载由9.6。

由图可知电压超调量达到70%，电流超调量达到75%。

变为4.8，电压振荡后不变，电流增大一倍

图3负载变化时电流响应图4负载变化时点响应

图3 电流纹波图4 电压纹波

电流纹波约为0.002A，电压纹波为0.01V，符合设计的要求，由于器件本身的压降损耗等因素，电压稳态值不等于24V，电流的稳态值也不等于5A。控制系统设计

4.1 控制原理

图5 闭环控制系统原理

取输出输出信号作为反馈信号，经过校正装置来控制MOSFET的导通和断开，在开关周期一定的情况下控制占空比，实现闭环控制。根据控制信号的不同，有以下两种控制方法：

图6 电压型控制

电压控制型：电压作为反馈信号，经过校正装置与锯齿波比较来控制开关的占空比。

图7 电流型控制

电流峰值控制：用通过功率开关的电流波形替代普通PWM调制电路中的载波信号。

4.2 闭环系统结构图

图8 闭环系统结构图

闭环增益:调节器增益：反馈因子：

4.3 调节器类型

积分器

PI调节器

PID调节器

•积分器：斜率-20db/dec,-90°.•PI调节器：加入一个零点，局部斜率平坦，并且可提供90°的超前相位。

•PID调节器：加入两个零点，局部斜率上翘，并且可提供180°的超前相位。

4.4 闭环系统各参数确定

采用电压型控制，取输出电压作为反馈量，选用PID调节器进行调节，并且使用K因子法确定各参数的数值。

4.4.1 确定相位裕量 根据设计要求，相位裕量为600

4.4.2 确定剪切频率

由于PID调节器可以提供180度相位超前

取 4.4.3 确定。，即，为确保校正成功，取相位裕量为7由开环传递函数可以求得当时，由于递函数,可得

4.4.4 各电路参数及

由K因子法公式可得

由公式 的确定 ,所以,可得代入传

可得

进而可得

解得 K=27.75

已知 代入解得，K=27.75，表达式为：

代入得 系统闭环电路设计

5.1 基于MATLAB的闭环系统

图 MATLAB下系统闭环电路

5.1.1 校正后的bode图

MATLAB作出的校正后的系统bode图

图9 校正前后bode图

利用MATLAB SISOTOOL同样可以作出加入PID调节器系统的bode图

图10 MATLAB SISOTOOL作出的bode图

图中方形点为极点，圆形点为零点，由图中可以直接读出,并可以求得幅值裕量为无穷大，均符合设计要求。

5.1.2 系统的闭闭环单位阶跃响应

图11 闭环传递函数的单位阶跃响应

对比开环传递函数的单位阶跃响应图可知，系统响应速度加快，在0.5ms时基本达到稳态值，振荡过程大大缩短。

5.1.3 闭环系统输出电压、电流波形

图12 电压响应波形

图13 电流响应波形

图14 负载变化电流响应 图15 负载变化电压响应

电压电流纹波状况如下图所示

图16电流纹波 图 电压纹波

由图可知电压电流响应都明显快于开环系统，振荡的幅度小，振荡时间短。电流纹波约为0.002V，电压纹波约为0.01V，均符合设计标准。

5.2 基于psim的闭环电路设计

图 基于PSIM的闭环电路图

在48V基础上叠加一个频率为200Hz 设计感悟

第三篇：尚朋堂电磁炉工作原理与检修分析

第一节工作原理

适用：尚朋堂 SR-CH2008W、CH2009W、CH2007D、CH2006D、CHS204W、CHH205W、CHG202W、Y2002D、CHS203D、CHG201D

一、电源输出电路：

工频220V交流电经D1、D4整流后由R51，L6给U6供电C4滤波。从U6○1○2脚输出经L3、C10滤波得到18VDC给风扇供电，再经D10、ZD1给U6稳压。整机供电由L5、C18滤波后供给，得到稳定的18V后经R21、Q3、U5、稳压DC5V给CPU供电。

二、CT检锅电路：

检锅电路由电阻R94（100Ω）对地取样C71滤波，经R70送入U2A ○2脚进行放大，R102、C67构成反馈回路.从1脚输出放大后的CT信号经VR1电位器调节经R105、C70、R63、C66、R6、C21滤波送进CPU○8脚进行检测。

三、风扇驱动电路：

风扇驱动信号由CPU 脚输出经R36、R37使Q2导通，Q2集电极↘Q6导通，18V经Q6 E极进去从C极输出经L4给风扇供电，风扇导通同时经R14、R20分压送入Q4基极控制IG电压，送进CPU○5脚进行风扇欠压保护（IG电压为1.7V-4.1V）。

四、温度检测电路：

温度检测电路分两部分；1）IGBT温度检测由5V经R29、R115（IGBT‘ NTC’与R136并联）分压C81滤波经、R13

送进CPU○5脚实现IGBT温度检测。2）锅底温度检测由5V经R17，（NTC与R10并联）分压由C6、R16、C20构成∏型滤波送进CPU○7脚实现锅底温度检测，同时分压后经R95送进U2B○5脚与○6脚的基准电压比较，从○7脚输出经R117、R92送入U4B○7脚与○5脚比较由○1脚去控制VD电压实现保护。

五、同步电路：

由U3A构成，从BD1整流C51滤波后经R59、R58（200K）R57分压给U3A○5脚提供基准电压，当IGBT导通时线盘与C53构成振荡电路，经R84~R86、R53（64.9K）、R54分压送入○4脚进行比较○2脚输出比较电压与VD进行同步。

六、高压保护电路：

高压保护电路分两部分；1）由U3B构成，5V经R60给○7脚提供基准电压，当IGBTC极电压过高时经R84~R86、R55、R56分压送入U3B○6脚比较从1脚输出低电平实现保护。2）由U3D构成5V经R79，（R98与R133并联）分压给U3D○11脚提供基准电压，当电源电压过高或电源有过高的脉冲干扰时经BD1整流，R59、R58、R57分压后供给U3D○5脚（反向输入）得到的电压↗○13脚电压↘，从而实现保护。

七、VD驱动电路：

由U3C、Q55、Q53构成，从CPU○12脚输出PWM（脉宽调

制信号）经R1、R72给U3C○8脚提供基准电压。在SB信号的作用下，经D51、D52、R104送入U3C○9脚进行比较○14脚输出使Q55截止，此时C极↗Q53 B极↗Q53导通产生VD经R65使IGBT导通，C53与线盘构成LC振荡，经同步电路返回D51、D52构成回路后CPU送出的SB信号为低电平，整机开始工作。

八、过流保护电路：

由U4C、U4D、Q52构成。VD驱动电压经R77送到U4D○10脚与11脚（5V）基准比较由○13脚输出经Q52送入U4D○8脚与○9脚基准比较从○14脚输出经R74去控制PWM信号（PWM越高功率就越大）实现保护。

九、电流侦测电路

电流侦测信号由R67对地取样经C56耦合Q51放大从Q51集电极输出经C60送入U4C○8脚与○9脚比较从○14脚输出去控制PWM信号的宽度，从而控制电流的大小。

第二节2008W系列故障检修

故障现象检修流程排除方法

1．灯闪不加热1.检查高压保护电路

2.检查SB、PWM信号是否正常

3.检查VD驱动信号

4.检查CT信号电路1.可查R84-R89、R58-R59、U3、U4、C3、BD

2.可查CPU、C2、IG电压、C3、U2、D13、D51、D52、Q64、Q54、C57、U3

3.可查C611、Q55、Q53、Q554、DD55、C82、R65、U4、IGBT

4.可查R94、C31、R33、C30、U2、CPU、VR1

2．通电没反应

1.检查主电源供电电路

2.检查5V稳压电路

3.检查CPU及周围电路

1.可查，先确定有无220V正常，D1、D4、R51、L6、U6、D6、C19、ZD1

2.可查，Q3、U5、ZD6、R21、R28

3.可查，复位电路，D5、R28、C14和振荡电路Y1（8MHZ）晶振及更换CPU

3．功率大小不可调1.检查CS电流调节电路

2.检查锅具检查电路

3.检查振荡电路1.可查R67、Q51、R71、C60、D54、Q52、U3、ZD52、U4、C57、2.可查R33、U2、VR1、C31

3.可查C63、C53、C61、D51、D52、R75

4．通电爆机1.检查VD驱动电路

2.检查SB信号输入电路1.可查Q55、Q53、D55、D62、R15、IGBT、BD、C82、C53、U3、F1、R75

2.可查U2、Q64、Q54、D51、D52、CPU、5．加压呈保温状态1.检查IGBT、发热盘、NTC是否正常

2.检查温控电路

3.检查散热机构1.正常情况下在常温状态NTC为100K左右

2.可查C3、C13、U4、C81、C6、C20和两个NTC

3.可查看风扇转运是否正常，IGBT散热内有无杂物

6．通电风扇一直转1.检查风扇驱动电路

2.检查CPU有无损坏1.可查Q6、D7、Q2、L4及有无18V输出

2.更换CPU

7．显示故障代码1.显示E1显示E2

2.显示E3显示E4

3.显示E7

4.显示E81.检查香菇头，C6、R10、C20、CPU

2.检查IG电压（3.45V），C3、C13、C81、IGBT（NTC）、U4及风扇电路

3.检查风扇电路，风扇、C34、U2

4.检查CT电路，R107 VR1、C91、CPU

第四篇：3D打印机工作原理分析浅谈

.3D打印技术能否颠覆世界

说到3D技术我们肯定不会陌生，在近年间3D技术得到广为的流传，尤其在办公方面。听到3D打印这个词您是不是就觉得酷酷的？又神奇又好奇？现在的3D市场涉及到的领域特别多，3D打印机在建筑设计、食品制作、微型模型、复杂结构、零配件、趣味模型等领域都已经有了一定的应用。

其实在国外市场3D打印机已经是一类比较成熟的设备，按照物体的大小和材质来分，立体打印机也是多种多样的，大小和价格都是不同的，仅仅知道这些可是不够的，想要了解3D打印机的原理和技术吗？我们一起往下看：

3D打印机最早出现在上世纪90年代中期，实际上是利用光固化和纸层叠等技术的快速成型装置。3D与普通打印机工作原理基本相同，打印机内装有液体或粉末等“打印材料”，与电脑连接后，通过电脑控制把“打印材料”一层层叠加起来，最终把计算机上的蓝图变成实物。这打印技术称为3D立体打印技术。

3D打印机和普通打印机的差异

随着现在社会的不断进步和发展，人们对需求的日益化提高，很多原有的东西已经不能满足人们，普通的打印来说应用范围太过于狭小，这时候很多人开始琢磨3D打印技术和3D打印机。

对于打印机来说，更多的人们只知道喷墨打印机和激光打印机，其实按打印机组件来分析，包括3D打印机在内，都是由控制组件、机械组件、打印头、耗材和介质等架构组成的，打印原理是一样的，3D打印机主要是在打印前在电脑上设计了一个完整的三维立体模型，然后在进行打印输出，其实可以打印很多

类型的东西，等着我们不断开发。

其实说到普通打印机和3D打印机最大的差别就在于耗材不同，普通打印机的耗材是由传统的墨水和纸张组成的，而3D打印机主要是由胶水和粉末组成的，都是经过特殊处理的材料，但是对固化反应速度和模型强度以及分辨率都有很大关系。

3D打印技术蓝图变实物

说打印机之前我们先来说说3D打印技术，在上世纪90年代中期，利用光固化和纸层叠等技术的快速成型装置。这个技术在如今的社会中涉及到了各个领域，得到了不错的应用，大家通过它来制作实物，制作医学物品，制作建筑材料，制作服装等等。

其实3D打印的工作原理是很简单的，基本与普通打印机的工作原理相同。简单点说就是主要通过电脑连接和打印机内部的耗材来完成的，通过打印材料和三围立体模型一层层的叠加，最终把蓝图变成实物。

3D打印技术能够实现600dpi分辨率，每层厚度只有0.01毫米，即使模型表面有文字或图片也能够清晰打印。受到喷打印原理的限制，打印速度势必不会很快，较先进的产品可以实现每小时25毫米高度的垂直速率，相比早期产品有10倍提升，而且可以利用有色胶水实现彩色打印，色彩深度高达24位。

3D打印机工作原理特点优势

我们对3D打印技术有了一个初步的了解，对接下来我们要介绍的3D打印机就更容易理解了。3D打印机又叫做三维立体打印机，要说3D打印是添加剂制造技术的一种形式，在添加剂制造技术中三维对象是通过连续的物理层创建的话，3D打印机就是对于其它的添加剂制造技术而言的，具有速度快、价格便宜、高易用性等优点。

3D打印机就是可以打印出真实物体的设备，功能上与激光成型技术一样，采用了分层加工、叠加成型来完成3D实体打印。3D打印机在生产应用方面存在着巨大的潜力，并在珠宝首饰、工业设计、建筑、汽车、航天、医学高领域打偶得到了广泛的应用。

3D打印机应用及技术展望

3D打印机作为紧跟3D潮流的迅猛发展的产业，被称为改变未来世界的创造性科技，不仅改变了许多

工厂的生产方式还带来制造业的新革命，接下来还将打进家庭内部，给我们的生活带来翻天覆地的变化。

3D技术现在得到了很广泛的应用，但是因为产品的价格依然很高，使用率还是少数，虽然3D打印机价格不断降低，但是很多厂家、设计院和大学也只是开始准备配备中，并没有得到很好的普及。

通过这篇简短的文章，相信大家对3D打印有个初步的印象和了解。之前虽然我们多多少少听说过3D打印技术，但是我们会认为3D打印更趋近厂商和医学、航天等一些离身边较远的高领域，其实3D打印在生活中无处不在，有了更充分的认识才能更充分了解。3D打印是添加剂制造技术的一种形式，在添加剂制造技术中三维对象是通过连续的物理层创建出来的。3D打印机就是可以“打印”出真实3D物体的一种设备，利用分层加工和叠加成型通过逐层增加材料来完成的实体。

第五篇：电容工作原理与用法总结（最终版）

无论在何种情况下，两个具有不同电位的导体间都会产生电容。在两个具有不同电位的导体之间，总是存在一个电场。电场中存储的能量由驱动电路供给。因为驱动电路是一个功率有限的激励源，所以在任何两个导体之间的电压将在有限的时间内建立一个稳定状态值。随着能量的注入，电压会很快地建立或衰减，其中对电压的阻力称为电容。例如两个平等金属板的结构，在低电压下包含了大量电荷，所以电容就很大。

图1.5显示了由30欧激励源驱动一个电容时理想的电流和电压波形，电容阶跃响应的上升变化显示为一个时间的函数。当电压阶跃刚开始时，大量的能量流入电容，从而建立起它的电场。进入电容的初始电流相当高，而电压阶跃刚开始时，大量的能量流入电容，从而建立起它的电场。进入电容的初始电流相当高，而电压与电流的比值Y(T)II(T)非常低。在很短的时间范围内，电容看起来就像一个短路连接。

随着时间的推移，比值Y(T)II(T)逐渐增大。最终，电流下降至接近于零，电容此时看起来像开路一样。最后，电容内的电场完全建立，由于电介质非理想的绝缘性质，电容两极之间只有一个很小的泄漏电流存在。此时的Y(T)II(T)比值非常高。

有此电路元件的阶跃响应在某个时间范围内显示为电容特征，而在另外的时间范围内显示为电感特征，或者相反，举例来说，电容的安装引脚在非常高的频率时，其电感通常足以使整个元件呈现为电感特征。该电容的阶跃响应在零时刻会出现一个微小的脉冲，也许仅有数百皮秒(对应于引脚电感大小)，接着下降至零，随后才是一个正常的容性上升斜线。

如果阶跃激励源的上升时间太慢，输出曲线的轨迹将不会出现电感性尖脉冲。由于脉冲非常短，如果示波器的扫描时间基准设定得太慢，也很容易会错过。令人感兴趣的是，通过调整上升时间和设定扫描时间基准，我们可以使电路元件的阶跃响应测量结果在某个特定频率范围内特征更加突出。概括来说，如果阶跃上升时间是TR，接近零时刻的阶跃响应与电路元件在频率FA附近的阻抗大小有关：FA=0.5/TR 其中，TR=阶跃激励源的上升时间 FA=近似分析频率

通过直观地平均整个时间周期上的阶跃应值，我们可以休息出较低频率上的阻抗大小。采用上式可以计算出应于一个平均周期值TR的近似分析频率。

阶跃响应的最终数值显示出了直流时的阻抗。仅从一个阶跃上升时间TR，我们无法推断出比FA更高的频率分量上更多特性。只有阶跃激励源的信号频率足够高，才能确保揭示出所想要看到的情况。

图1.6描绘了一个测量装置，适合用来表现一个几皮法电容在纳秒级时间周期上的特性。这个装置适用于揭示诸如印刷电路走线、六电路输入电容、旁路电容元件以及其他数字电路通用元件的电容特性。该方法通过一个已知的电阻来驱动被测电容。通过测量产生波形的上升时间，可以推导出电容的容值。与音频电路所用技术相比较，这个装置非常复杂。复杂性来自于在高频电磁场能量的控制和引导方面的困难。同轴电缆用来直接引导测试信号，并把测量结果输入输出到一个小于1IN的完整地平面，该处是实际进行测量的位置。把测量区域限制为NIN，是为了确保电路呈现为集总电路的特性。

例1.1 一个小的接地电容的测量

本例中(见图1.6)的被测设备(DUT)是一个平行板电容器。采用0.5IN*0.75IN的1.5IZ覆铜印制在环氧树脂FR-4印刷电路板正面，背面是一个平行的完整地平面，标称的平行间隔为0.008IN。这个结构一个电容器，附带有非常低的寄生串联电感。

测量装置由两个RG-174同轴电缆组成，分别用于信号的输入和输出。输入电缆通过50欧端接到地，已端接的信号输出通过一个1K的驱动电阻连接到被测设备。1K电阻隔离了被测设备与信号源，为信号幅度性能的一致性，面无需考被测设备的负载阻抗。

实际路中的信号源脉冲发生器应能提供幅度及上升时间与期望相近似的信号。当测量无源元件时，脉冲发生器的直流偏置不太重要。另一方面，当测量门电路输入时，通常应使脉冲源的输出覆盖门电路输入的整个转换范围，并向被测门电路提供能量，以使门电路偏置于实验所需的工作范围之内。需要较大输入驱动电流的门电路可能还会要求比1K更小的源端电阻。

如果信号发生器具有一个50欧的反端接器件，利用它可以减少输入电缆上的反射。该器件在信号发生器输出级插入一个50欧的串联阻抗，可以减少信号源电缆的前向和反向反射，该反射通常是由测试夹具与信号源输出阻抗之间不可避免的轻微不匹配而引起的。反向端接后，来自源信号的不必要反射被两次衰减，第一次是被测试夹具弹回时，第二次是在源端反向端接电阻上反弹后返回到测量仪器的路径上，反向端接虽然使信号源输出的有效幅度降低了一半，但是改善了系统阶跃响应。

输出电缆通过一个1K电阻与被测电路隔离连接，另一端连到一个内部含有50欧端接的示波器输入端。1K电阻起一个21：1探头的作用。这里的输入和输出电缆都是3FT长。

输出电缆通过一个1K电阻与被测电路隔离连接，另一端连到一个内部含有50欧端接的示波器输入端。1K电阻起一个21：1探头的作用。这个信号感应装置的优点将在本书后面关于示波器探索测的小节中详细阐述。这里的输入和输出电电缆都是3FT长。

当信号源的阶跃输入为2.6V，且DUT断开时，这个探头的开路响应结果如图1.7所示。顶部的扫描线是以5NS/刻度记录的，底部的扫描线记录的是同一信号放大为500PS/刻度的视图。

用于记录这个波形的TEKTRINIX11403示波器自动计算出的10~90%上升时间为818PS标称阶跃幅度的1/21，而DUT上幅度1.3V是信号源驱动电压的一半。

如图1.8所示，这个实验配置的戴维南等效电路，将总系统上升时间都集中表现到信号源上。这里不关心究竟是信号源还是示波器使得观察到的上升的时间变得更慢。任何一个具有近似开路的时间的信号源与示波器的合理组合，在这个DUT的影响下都会有类似的特性。我们只关心已知的信号源-示波器的合理组合，在这个DUT的影响下都会有类似的特性。我们只关心已知的信号源-示波器组合的总上升时间。当测量无源元件时，我们同样只关心观察到的阶跃幅度，而DUT上实际的电压细节的探头衰减比例都不重要。

关键字：电容 工作原理

关掉脉冲源而仍然保持50欧反向端接的连接，采用一个欧姆表在DUT的端子上测量，得到信号源的源端阻抗为503欧。这个503欧电阻是1K驱动电阻和1K感应电阻关联的结果。

在连接DUT的情况下，观察到的电压波形显示为电容特性，由低开始然后上升。初始驱动波形的存储副本被重叠在这个图上以便读者参考。通过这个探头，在整个可观察的时间刻度范围上，从800PS(信号源和示波器组合的总上升时间)到40NS(在示波器图中显示的线迹长度)，DUT表现出理想的容性。从图1.9中光标沿着上升时间标出的63%的点，我们可以得知RC时间常数时间常数为23.5NS。已知驱动电阻为503欧，我们可以用关系式C=π/R计算出DUT的电容值：

从这个上升时间的频率之间的关系可以推导出一个粗略的办法，用电容的数字波形前沿来表示电抗。当考虑到由于一个容性负载导致的数字波形失真时，这种方法非学有用。

XC=T1/XC 对于一个3NS上升沿。例1.1中的电容的电抗值为20.44欧，由此我们预知它将会使来自输出阻抗为30欧的TTL驱动器的一个3NS上升沿显著畸变。

在任何时刻，电容上升过的电流与其电压的上升时间的关系总是依照下列通用公式： I电容=C DV电容/D1