ATX电源改装可调电源的实践与要领总结

第一篇：ATX电源改装可调电源的实践与要领总结

ATX电源改装可调电源的实践与要领总结

在网上有很多关于ATX电源改可调电源的文章，我参阅了大量有关的文章和资料，先后拆掉了三个以TL494为方案的ATX电源进行改装调试，最终获得了圆满的成功。

一些文章标称改装为“30V、40V，输出电流8A、10A”,其实，仔细阅读你会发现它们的改装过程、改装部位以及所用元器件基本是一模一样的，主要的区别是要求输出电压较高时，主开关变压器的次级线圈匝数多上那么一两圈就可以了。因为P=U.I，改装时要兼顾到你要求的输出电压与电流的乘积，不能让它超过你的电源原额定输出功率。

边改装边查资料的过程是十分浪费时间的，下面就改装过程中涉及的重点基础知识和要领做一个归纳总结，对你的改装一定是十分必要的。通过深入的分析，改装的最大难点是主开关管的异常发热问题，有时还没等到开关管发热就已经击穿烧毁了，烧上几对开关管后你的信心会大受折扣。但只要解决了这个问题，你一定能改装成功的。现将我的成功经验介绍如下：

一、功能介绍。

利用废仪器壳改装好的外形

图中左侧占据面板约2/3面积的是可调电源部分：依次是电压表、电流表、5V的USB接口、电源工作指示灯、正负接线柱、电源工作开关、输出电压调节电位器；

图中右侧占据面板约1/3面积的是电烙铁电源调压部分：依次是烙铁电源指示灯、烙铁电源三段开关、烙铁工作开关、烙铁插座。

有关部位的放大图片：

二、有关制作。

（一）、首先介绍简单电烙铁调压部分。

进行电子制作，经常需要电烙铁长时间通电，因为大功率的干烧而烧死烙铁头。我设计了以下简单可靠的电路，对30W的烙铁实现了在全功率、80%功率和半功率的三个不同状态，足以满足烙铁的不同工作状态要求：

说明：W4和W5是一个双刀单掷开关，它是烙铁电源的总开关。总开关闭合后，当仅闭合W1时，烙铁为全功率，用于正常焊接；当仅闭合W2时，烙铁为半功率，用于预热待机；当W2和W3同时闭合时，烙铁工作在约80%功率的状态，用于较小零件的焊接。

我在改装时，将W1、W2、W3合并成了一个双刀三掷开关，使用起来十分方便。另外，总开关断开后，焊接时还可以避免击穿那些娇贵的MOS零件。

（二）、ATX电源改可调电源。

ATX电源的工作原理大同小异，改装前，必须搞清楚ATX电源的核心部件的基本工作原理，（KA7500与TL494可直接相互替换），不掌握以下必要的知识，请不要盲目动手改装。

需要熟练掌握：

5、6脚的RC参数控制着电源的工作频率；4脚电位的高低控制电源是否处于工作输出状态；

1、2和15、16脚分别是两个功能相同的比较放大器的正负输入端，3脚是它们的反馈输入端；14脚输出稳定的5V电压，可用作参考电压，同时给LM339提供电源；7脚是电源接地端，12脚是电源正端，该IC的工作电压范围十分宽，用在0至30V可调电源中最佳的范围建议取12V至20V之间。

如果你的ATX电源中还使用有LM339，要记清下图各脚的作用。LM339的任意两个正负输入端电压差别大于10mV时，就能够确保对应的输出端从一种状态转换到另一种状态。

有的电源使用LM393，与LM339的主要区别就是它只有两个电压比较器。

ATX电源与早期的AT电源主要的区别就是多一个辅助电源，（如果你使用AT电源改装可调电源，就需要另外增加一个辅助电源，用来给推动变压器前边的推动管、TL494等供电），辅助电源的电压有时是需要进行调整一下的，对它使用到的TL431及光耦PC817的管脚及其功能你应该有个基本的了解。

对于光耦，只要记住它的管脚就可以了，其中的1脚阳极和4脚集电极都是电流输入端，1脚2脚是低压端，3脚4脚是高压端。

TL431相当于一个可调稳压值的稳压管，它具有良好的热稳定性能，它的参考极（R）对阳极（A）永远是恒定的2.5V，如下图，不同的R1和R2的取值可以得到从2.5V到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。注意TL431工作的必要条件：通过阴极的电流要在1 mA 到100mA之间。

网上常见的经典原理图，弄明白即可，仅做参考：（本文中引用的电路图，包括本文尾部位所附的电路都是高清的，下载后可以还原成高清晰图片）

改装要领总结：

1、主变压器。这首先取决于你对最高输出电压的要求，0～25V/5A的输出，不需要对主变压器不做任何的改动，这是最稳定的方案。

要求输出25V以上并且输出电流较大的情况下，只能重绕输出线圈了（有的文章介绍，将12V、5V的线圈首尾端拆开重新串接，该方法容易误接首尾端，那个工作量还不如重绕线圈爽快）。在拆解变压器时首先要对磁芯加热，可以使用热风机、电吹风以及“灯泡大法（40～60W）”。灯泡大法：220V串联一个灯泡，电压分别加在磁芯顶端和底端，通电后磁芯会严重发热，因为发热使得磁芯固定胶水软化，这样就能轻松地拉开磁芯了。

重绕的次级线圈，线径用接近原12V的线即可，一般双线并绕18匝。关键问题是重绕得到的两个18匝线圈的首尾接法，千万记住一定要把他俩接成同名端和异名端串联的形式，把连接点作为接地点。

根据开关电源主开关管的工作原理可知，两个主开关管轮流工作在导通或截止状态，共处于“双管推挽”工作方式。输出端只能采用半波整流，千万不要改成全波整流，如果这样，即使是很小的功率输出也会打乱主开关管的工作状态，（因为当对应的开关管截止时，才允许变压器的对应输出端有能量的输出），使得主控管立刻急剧的升温。

2、拆除多余的元器件。12V整流输出送至TL494的12脚及推动管的该供电电路一定要拆除（原因很简单，自行分析）。12V 5V 3.3V-12V-5V终端到TL494、LM339的反馈都要统统拆掉。

但是要保留由推动管供电经过一只二极管反馈到TL494的保护电路(通常两支路，一头去LM339一头去TL494的16脚），在发生自激（或严重超负荷）的时候就靠它不烧管了。如果保护太敏感，可以调整它的分压电阻。（保护原理：输出端负载越重，两只推动管的集电极截止电压越高„„）。输出端的滤波电容当然要换成有足够耐压值的。另外，输出端的共轭磁环滤波大电感（又称功率因数矫正变压器）尽量保留不动，如果你的安装空间不允许，也要加装一个电感量相当的电感，这一点对于防止大电流输出时的高频自激很重要。

3、调压与调流。以TL494为核心，调压部分就是对输出电压分压后送至1脚，5V的基准电压经可调电位器分压后送至2脚，这两个电压在IC内进行比较后控制着输出电压的稳定。调压部分参照经典图即可。

关于调流部分，在经典图中利用的是15和16脚，其原理和调压相同，实际上是当输出电流超过设定值时自动调低输出电压，这样，负载的阻值不变，电压变低，使得输出电流不超过设定值。

由以上调流原理可知，当输出电流超出设定值时，实际上，TL494内部的两个比较放大器工作在相互矛盾的状态（很简单，输出电流超出设定值时，负责调流的比较器要求降低输出电压，而负责调压的比较器发现输出电压降低，它又努力的要求升高输出电压），很容易形成一种新的高频自激（实践证明，如果有关吸收回路处理的不到位，很内容形成正反馈的自激而很快烧毁主开关管，故不推荐这种调流电路）。同时，这种接法占用了第16脚，它也破坏了上述第2条中讲到的“超负荷”保护电路。

调流部分我设计的是关断输出型电路，原理是当输出电流超过额定值时，该取样电阻上的电压送至LM339中一个比较放大器的正输入端，经与负端的设定电压比较后输出，送至可控硅使可控硅被触发，然后使得TL494的4脚电位被抬高固定而关断输出，（TL494的4脚高于3V时即进入死区），只有关闭电源，重启后才能回复输出，这个电路十分的稳定可靠。

注：图中相并联的6.8k电阻和6.8μ电容，是根据反复实验兼顾浪涌电流和计划限定的额定输出电流而确定的相应阻值和容值，我确定的额定输出电流为5A。实际制作中，如果你的额定电流值不同，只需要改变图中1K调流电位器的电阻值，其他元器件的取值不需要改动。（图中可控硅只要随便找一个小型的单向可控硅即可，参数上无特殊要求）。

4、散热风扇及数显电压表、电流表。风扇需要考虑散热效果和噪音的相互兼顾，通常电源都是在较小功率输出的情况下工作，只有在大功率输出时使得有关器件大量发热。我改装的电源主要发热部位是主开关管而不是整流管部位。自动风扇调速电路如下：

因为数显电压表、电流表的供电不能与改装的可调电源共地，我手头正好有一个电子游戏机里的电源，它有5V和12V输出，正好用来分别单独给散热风扇及数显电压表、电流表供电。为了充分发挥电源的功能，我还给该5V输出加了一个USB接口，给5V、12V在机壳后侧加了一个固定电压输出端。

USB母接口的接线不要接反，一般要求USB接口的电压值为4.75-5.25V。当仅用作电源接口时，它的两个数据线端子可以空闲不接。

5、有关关键调试。

1）在调试过程中，以防万一，最好在220V输入端串接一只40W～60W的灯泡。实在感觉麻烦，也可以将开关电源总输入端的保险管换成1A的，但这样的保护效果要差一些。2）高频自激和杂波的串入是主开关管巨热的主要原因（有时伴有主开关变压器的啸叫声），这也是可调电源不能改装成功的主要原因。调试的要点就是避免及去除这些高频自激和杂波干扰。

（另外造成主开关管巨热的原因还有：TL494第8脚11脚输出差异大、推动管C1815或C945参数差异、主开关管13007或13009参数差异、实际工作频率偏差太大、主开关变压器及推动变压器异常等，但因为改装前你的开关电源是工作正常的，所以这些更疑难的因素出现的可能性要少得多。一般不需要考虑它。）3）为了减少和避免高频自激和杂波的串入，TL494至电压调节电位器的引线尽量选用带屏蔽的电线，实在没有合适的屏蔽线，就一定要在电位器的中点、TL494的1脚、2脚等各个对应点（主要是涉及到输入的点），对地加装0.1μ的旁路电容，这一加装电容是十分必要和有效的，千万不能省略。至于使用陶瓷的、涤纶的、独石的哪一种电容到是没什么关系，只是在电容的容量上不要随意增减。

4）原电路板的负反馈回路中，TL494第3脚至第2脚的反馈电路是47K电阻串0.01μ电容构成。在改装可调电源调试时，针对不同的输出电压和电流状态，边调整该电阻和电容的数值边仔细倾听主变压器的声音，把声音调到最小，最好是调无，（如果有示波器，查看推动变压器初级的波形能够更容易调整，只要把杂波和反压峰值尽量调小就行了），最终数值是电阻阻值减小为0Ω，电容增大到0.1μ。

5）改善辅助电源（即给TL494等供电的电源）的供电质量。除了在该辅助电源输出端加装一个0.1μ的电容外，我用示波器发现该辅助电源开关管C极的反压尖锐峰值很高，于是将其RC峰值吸收回路中的电阻值由100K变为47K。此时，推动变压器初级的波形得到了很大的改善，主开关管的发热量也降低了很多。

6）如果经过上述步骤主开关管还是过热，可以适当提高电源的工作频率。TL494的5、6脚的RC参数控制着主电源的工作频率，我的电源原数值是16K+1000P，最后把16K电阻换成10K的电阻。（该电阻不能再小，如果阻值再小，当大负载输出时，输出电压会明显下降）。7）调试时的假负载。假负载要选用大功率电阻或电炉丝（原因是：因为其冷、热态电阻几乎不变，能够比较容易的观察到输出电流的大小状况）。8）用于输出指示作用的电压表和电流表，如果采用电子显示表，它们不能和你的主电源共地，需要领用辅助的5V电源供电，两块表之间是可以共地的。

（三）、内部结构布局和调试效果。

三、有关ATX高清电路图。以下电路图基本代表了常见的开关电源，因为word文档需要压缩而显得不清晰及不成比例，下载到电脑后可以还原成放大的高清图片：

第二篇：数控可调电源实习报告.

电 子 技 术 课 程 设 计 报 告 书 2012年 11 月 15 日 数控可调电源

一、设计任务与要求

1.本课程设计是在前导验性认知实验基础上,进行更高层次的命题设计实 验 ,要求学生在教师指导下独立查阅资料,设计,安装和调试特定功能的电子 电路

2.通过查找资料,选方案,设计电路,安装调试,写报告等环节的训练。熟悉设计的过程,步骤,为以后从事电子电路设计,研制电子产品打下基础 3.培养学生利用模拟, 数字电路知识, 解决电子线路中常见实际问题的能 力,使学生积累实际电子制作经验,目的在于巩固基础,注重设计,培养技能, 追求创新,走向实用。

二、方案设计与论证

方案

一、集成电路制做的数控可调电源它采用一定的工艺一个电路中所需 的二极管, 电阻, 电容和电感等元件及布线互连一起制作在一小块或几小块半导 体晶片或介质基片上然后封装在一个管壳内成为具有所需电路功能的微型结构 其中所有元件在结构上已组成一个整体。这样整个电路的体积大大缩小且引出

线和焊接点的数目也大为减少从而使电子元件向着微小型化、低功耗和高可靠 性方面迈进了一大步。集成电路具有体积小,重量轻,引出线和焊接点少,寿命 长,可靠性高,性能好等优点。

方案

二、以 51系列单片机为控制单元,以数模转换器 DAC0832输出参考电 压,以该参考电压控制电压转换模块 LM350的输出电压大小。该电路设计简单，应用广泛,精度较高等特点。

三、单元电路设计与参数计算

主要由滤波电路,放大电路以及稳压电路组成

在 altium designer summer09软件下进行原理图设计以及 PCB 制作 放大倍数 =R1+R2R2=6010=6

四、总原理图及元器件清单 1.总原理图如图 1

图 1 2.元器件清单如下

按照原理图以及 PCB 进行焊接, 同时注意各元器件的连接顺序, 电阻电容 的大小,开关的正负极 , 各引脚之间是否接通,有没有短路等,距离很近的管脚

不能焊接在一起,在输入端接入电压,进行调试。

六、性能测试与分析

性能测试如下, 接线如图 3所示, 左下角的模块为直流电源, 电压在 23伏左右, 它为右上角的最小系统和数控可调电源提供直流输入电压, 而最小模块为数控可 调电源的 H1端提供触发信号,同时输出端子 H2接一万用电表,通过万用电表 测量电压变化,每当最小系统为 H1提供一个触发信号,通过下面的按钮可以改 变电压,每按一次,电压降低(或升高 0.1伏,图 4是测量某一电压的效果图

图 3 图 4

七、结论与心得

1、通过本次课程设计,我认识到了学懂书本上的知识和能够运用书本上的 知识的差别, 懂得了理论与实践相结合的重要性。知道了以后在学习我们的专业 知识时一定要理论与实践两手抓。

2、这次课程设计涉及到了很多的专业知识,比如模拟电子技术基础、数字 电子技术基础等是相关专业很重要的技术基础课。

3、在课程设计过程中,我们先根据可数字可调电源的特点收集、选择相关 资料, 再整理收集到的资料, 然后初步拟定放案, 再通过小组内的同学进行几次 方案的讨论、修改,最后确定最终的方案。设计方案过程中,我主要是参与了原 理图的制作, 为了能够清晰明了地画出我们想要的原理图, 我另外学习了 Proteus 仿真软件, 在我设计好了原理图之后, 为了确保原理图是否正确, 我又进行了每 一步的仿真,直到到达我们作品要求的条件。在绘制原理图的过程中, 我遇到不懂得问题,或者是有更好的设计方案,都耐心的与我们小组其他成员 共同讨论以求达到更好。

4、虽然本次设计在小组同学们的共同努力和合作下完成得还比较好, 但这是 我第一次进行实际的设计。因而在许多方面都还不熟练 , 对一些元器件的功能还 不完全了解,不能熟练运用,因而不能完全的一次性设计好该电路。特别是对 Proteus 仿真软件还比较陌生,不能很好的使用它来对电路进行仿真,对它里面 的许多英文表示不能理解。但此次课程设计现已基本达到预期的目标和功能，经 过本次设计我知道了要想设计出一个完善的电路原理图并不是一件容易的事，因 此我将在以后的学习中加强这方面的学习，使自己在实际动手方面的能力得到进 一步的加强。

5、通过本次的课程设计我学到了许多知识。它还培养了我们独立思考问题 解决问题的能力，加深了我们对知识的理解，有助于我们今后的学习。并且有助 于我们了解我们专业所从事的事业，给我们学习指明了方向。

6、最后，我认为我们的设计还是不够完善，其中还有一些地方应该得到改进，比如说设计的数字可调电源所产生的电压还不够稳定，希望通过以后的学习能够 进一步的使该数字可调电源所产生的电压稳定。

八、参考文献 1．杨素行.模拟电子技术基础简明教程.北京：高等教育出版社，2010.2．何希才.新型稳压电源及应用实例.北京:电子工业出版社，2004.3.徐小涛.数字电源技术及其应用.北京:人民邮电出版社,2011.4.余孟尝.数字电子技术基础简明教程.北京:高等教育出版社，2011.5．邱关源.电路.北京:高等教育出版社，2010.6.还有通过网络搜索等.

第三篇：电源完整性总结

1、电源系统噪声余量分析

绝大多数芯片都会给出一个正常工作的电压范围，这个值通常是±5%。老式的稳压芯片的输出电压精度通常是±2.5%，因此电源噪声的峰值幅度不应超过±2.5%。精 度是有条件的，包括负载情况，工作温度等限制，因此要有余量。

电源噪声余量计算

比如芯片正常工作电压范围为3.13V 到3.47V 之间，稳压芯片标称输出3.3V。安装到电路板上后，稳压芯片输出3.36V。那么容许电压变化范围为3.47-3.36=0.11V=110mV。稳压芯片输出精度±1%，即±3.363*1%=±33.6 mV。电源噪声余量为110-33.6=76.4 mV。

2、电源噪声是如何产生

第一，稳压电源芯片本身的输出并不是恒定的，会有一定的波纹。

第二，稳压电源无法实时响应负载对于电流需求的快速变化。稳压电源芯片通过感知其输出电压的变化，调整其输出电流，从而把输出电压调整回额定输出值。第三，负载瞬态电流在电源路径阻抗和地路径阻抗上产生的压降，引脚及焊盘本身也会有寄生电感存在，瞬态电流流经此路径必然产生压降，因此负载芯片电源引脚处的电压会随着瞬态电流的变化而波动，这就是阻抗产生的电源噪声。

3、电容退耦

采用电容退耦是解决电源噪声问题的主要方法。这种方法对提高瞬态电流的响应速度，降低电源分配系统的阻抗都非常有效。

3.1、从储能的角度来说明电容退耦原理

当负载电流不变时，其电流由稳压电源部分提供，即图中的I0，方向如图所示。此时电容两端电压与负载两端电压一致，电流Ic 为0，电容两端存储相当数量的电荷，其电荷数量和电容量有关。当负载瞬态电流发生变化时，由于负载芯片内部晶体管电平转换速度极快，必须在极短的时间内为负载芯片提供足够的电流。但是稳压电源无法很快响应负载电流的变化，因此，电流I0 不会马上满足负载瞬态电流要求，因此负载芯片电压会降低。但是由于电容电压与负载电压相同，因此电容两端存在电压变化。对于电容来说电压变化必然产生电流，此时电容对负载放电，电流Ic 不再为0，为负载芯片提供电流。只要电容量C 足够大，只需很小的电压变化，电容就可以提供足够大的电流，满足负载态电流的要求。

相当于电容预先存储了一部分电能，在负载需要的时候释放出来，即电容是储能元件。储能电容的存在使负载消耗的能量得到快速补充，因此保证了负载两端电压不至于有太大变化，此时电容担负的是局部电源的角色。

3.2、从阻抗的角度来理解退耦原理

我们可以用一个等效电源模型表示上面这个复合的电源系统

ΔV=ZΔI

从AB 两点向左看过去，稳压电源以及电容退耦系统一起，可以看成一个复合的电源系统。这个电源系统的特点是：不论AB 两点间负载瞬态电流如何变化，都能保证AB 两点间的电压保持稳定，即AB 两点间电压变化很小。

我们的最终设计目标是，不论AB 两点间负载瞬态电流如何变化，都要保持AB 两点间电压变化范围很小，根据公式2，这个要求等效于电源系统的阻抗Z 要足够低。

因此从等效的角度出发，可以说去耦电容降低了电源系统的阻抗。电容对于交流信号呈现低阻抗特性，因此加入电容，实际上也确实降低了电源系统的交流阻抗。

4、实际电容的特性

实际的电容器总会存在一些寄生参数，这些寄生参数在低频时表现不明显，但是高频情

况下，其重要性可能会超过容值本身。

等效串联电感（寄生电感）无法消除，只要存在引线，就会有寄生电感。这从磁场能量变化的角度可以很容易理解，电流发生变化时，磁场能量发生变化，但是不可能发生能量跃变，表现出电感特性。寄生电感会延缓电容电流的变化，电感越大，电容充放电阻抗就越大，反应时间就越长。

自谐振频率点是区分电容是容性还是感性的分界点，高于谐振频率时，“电容不再是电容”，因此退耦作用将下降。

AVX 生产的陶瓷电容不同封装的各项参数值

电容的等效串联电感和生产工艺和封装尺寸有关，通常小封装的电容等效串联电感更低，宽体封装的电容比窄体封装的电容有更低的等效串联电感。

在电路板上会放置一些大的电容，通常是坦电容或电解电容。这类电容有很低的ESL，但是ESR 很高，因此Q 值很低，具有很宽的有效频率范围，非常适合板级电源滤波。

电路的品质因数越高，电感或电容上的电压比外加电压越高。Q 值越高在一定的频偏下电流下降得越快，其谐振曲线越尖锐。也就是说电路的选择性是由电路的品质因素Q 所决定的，Q 值越高选择性越好。

5、电容的安装谐振频率

充分理解电容的自谐振频率和安装谐振频率非常重要，在计算系统参数时，实际使用的是安装谐振频率，而不是自谐振频率。

电容自身存在寄生电感，从电容到达需要去耦区域的路径上包括焊盘、一小段引出线、过孔、2 厘米长的电源及地平面，这几个部分都存在寄生电感。相比较而言，过孔的寄生电感较大。过孔的直径越大，寄生电感越小。过孔长度越长，电感越大。

过孔寄生电感计算公式：

其中：L 是过孔的寄生电感，单位是nH。h 为过孔的长度，和板厚有关，单位是英寸。d 为过孔的直径，单位是英寸。

安装后电容的谐振频率发生了很大的偏移，使得小电容的高频去耦特性被消弱。在进行电路参数设计时，应以这个安装后的谐振频率计算，因为这才是电容在电路板上的实际表现。安装电感对电容的去耦特性产生很大影响，应尽量减小。

6、局部去耦设计方法

为保证逻辑电路能正常工作，表征电路逻辑状态的电平值必须落在一定范围内。比如对于3.3V 逻辑，高电平大于2V 为逻辑1，低电平小于0.8V 为逻辑0。

把电容紧邻器件放置，跨接在电源引脚和地引脚之间。正常时，电容充电，存储一部分电荷。这样电路转换所需的瞬态电流不必再由VCC 提供，电容相当于局部小电源。因此电源端和地端的寄生电感被旁路掉了，寄生电感在这一瞬间没有电流流过，因而也不存在感应电压。通常是两个或多个电容并联放置，减小电容本身的串联电感，进而减小电容充放电回路的阻抗。

注意：电容的摆放、安装距离、安装方法、电容选择

7、从电源系统的角度进行去耦设计

从电源系统的角度进行去耦设计。该方法本着这样一个原则：在感兴趣的频率范围内，使整个电源分配系统阻抗最低。

电源去耦注意：电源去耦涉及到很多问题：总的电容量多大才能满足要求？如何确定这个值？选择那些电容值？放多少个电容？选什么材质的电容？电容如何安装到电路板上？电容放置距离有什么要求？

7.1、Target Impedance（目标阻抗）

其中： DD V 为要进行去耦的电源电压等级，常见的有5V、3.3V、1.8V、1.26V、1.2V 等。Ripple 为允许的电压波动，典型值为2.5%。ΔIMAX 为负载芯片的最大瞬态电流变化量。

该定义可解释为：能满足负载最大瞬态电流供应，且电压变化不超过最大容许波动范围的情况下，电源系统自身阻抗的最大值。对目标阻抗有两点需要说明： 目标阻抗是电源系统的瞬态阻抗，是对快速变化的电流表现出来的一种阻抗特性。2 目标阻抗和一定宽度的频段有关。在感兴趣的整个频率范围内，电源阻抗都不能超过这个值。

7.2、需要多大的电容量

有两种方法确定所需的电容量

第一种方法利用电源驱动的负载计算电容量。这种方法没有考虑ESL 及ESR 的影响，因此很不精确。

第二种方法就是利用目标阻抗（Target Impedance）来计算总电容量，这是业界通用的方法。

先计算电容量，然后做局部微调，能达到很好的效果，如何进行局部微调。方法一：利用电源驱动的负载计算电容量

设负载（容性）为30pF，要在2ns 内从0V 驱动到3.3V，瞬态电流为：

如果共有36 个这样的负载需要驱动，则瞬态电流为：36*49.5mA=1.782A。假设容许电压波动为：3.3*2.5%=82.5 mV，所需电容量为C=I*dt/dv=1.782A*2ns/0.0825V=43.2nF。

电容放电给负载提供电流，其本身电压也会下降，但是电压下降的量不能超过82.5 mV（容许的电压波纹），这种计算没什么实际意义。方法二：利用目标阻抗计算电容量

为了清楚的说明电容量的计算方法，我们用一个例子。要去耦的电源为1.2V，容许电 压波动为2.5%，最大瞬态电流600mA

第一步：计算目标阻抗

第二步：确定稳压电源频率响应范围

和具体使用的电源片子有关，通常在DC 到几百kHz 之间。这里设为DC 到100kHz。在100kHz 以下时，电源芯片能很好的对瞬态电流做出反应，高于100kHz 时，表现为很高的阻抗，如果没有外加电容，电源波动将超过允许的2.5%。为了在高于100kHz 时仍满足电压波动小于2.5%要求，应该加多大的电容？ 第三步：计算bulk 电容量

当频率处于电容自谐振点以下时，电容的阻抗可近似表示为：

频率f 越高，阻抗越小，频率越低，阻抗越大。在感兴趣的频率范围内，电容的最大阻抗不能超过目标阻抗，因此使用100kHz 计算（电容起作用的频率范围的最低频率，对应电容最高阻抗）。

第四步：计算bulk 电容的最高有效频率

当频率处于电容自谐振点以上时，电容的阻抗可近似表示为：

频率f 越高，阻抗越大，但阻抗不能超过目标阻抗。假设ESL 为5nH，则最高有效频率为：

这样一个大的电容能够让我们把电源阻抗在100kHz 到1.6MHz 之间控制在目标阻抗之下。当频率高于1.6MHz 时，还需要额外的电容来控制电源系统阻抗。

第五步：计算频率高于1.6MHz 时所需电容

如果希望电源系统在500MHz 以下时都能满足电压波动要求，就必须控制电容的寄生电感量。必须满足2π f×Lmax ≤XMAX，所以有：

假设使用AVX 公司的0402 封装陶瓷电容，寄生电感约为0.4nH，加上安装到电路板上后过孔的寄生电感（本文后面有计算方法）假设为0.6nH，则总的寄生电感为1 nH。为了满足总电感不大于0.16 nH 的要求，我们需要并联的电容个数为：1/0.016=62.5 个，因此需要63 个0402 电容。为了在1.6MHz 时阻抗小于目标阻抗，需要电容量为：

因此每个电容的电容量为1.9894/63=0.0316 uF。

综上所述，对于这个系统，我们选择1 个31.831 uF 的大电容和63 个0.0316 uF 的小电容即可满足要求。

7.3、相同容值电容的并联

使用很多电容并联能有效地减小阻抗。63 个0.0316 uF 的小电容（每个电容ESL 为1 nH）并联的效果相当于一个具有0.159 nH ESL 的1.9908 uF 电容。

单个电容及并联电容的阻抗特性如图10 所示。并联后仍有相同的谐振频率，但是并联电容在每一个频率点上的阻抗都小于单个电容。

随着频率偏离谐振点，其阻抗仍然上升的很快。要在很宽的频率范围内满足目标阻抗要求，需要并联大量的同值电容。这不是一种好的方法，造成极大地浪费。有些人喜欢在电路板上放置很多0.1uF 电容，如果你设计的电路工作频率很高，信号变化很快，那就不要这样做，最好使用不同容值的组合来构成相对平坦的阻抗曲线。

7.4、不同容值电容的并联与反谐振

容值不同的电容具有不同的谐振点。图11 画出了两个电容阻抗随频率变化的曲线。

左边谐振点之前，两个电容都呈容性，右边谐振点后，两个电容都呈感性。在两个谐振点之间，阻抗曲线交叉，在交叉点处，左边曲线代表的电容呈感性，而右边曲线代表的电容呈容性。

因此，两条曲线的交叉点处会发生并联谐振，这就是反谐振效应，该频率点为反谐振点。

两个容值不同的电容并联后，阻抗曲线如图12 所示。从图12 中我们可以得出两个结论：

a 不同容值的电容并联，其阻抗特性曲线的底部要比图10 阻抗曲线的底部平坦得多（虽然存在反谐振点，有一个阻抗尖峰），因而能更有效地在很宽的频率范围内减小阻抗。

b 在反谐振（Anti-Resonance）点处，并联电容的阻抗值无限大，高于两个电容任何一个单独作用时的阻抗。并联谐振或反谐振现象是使用并联去耦方法的不足之处。

对于那些频率值接近反谐振点的，由于电源系统表现出的高阻抗，使得这部分噪声或信号能量无法在电源分配系统中找到回流路径，最终会从PCB 上发射出去（空气也是一种介质，波阻抗只有几百欧姆），从而在反谐振频率点处产生严重的EMI问题。

解决办法：并联电容去耦的电源分配系统一个重要的问题就是：合理的选择电容，尽可能的压低反谐振点处的阻抗。

7.5、ESR 对反谐振（Anti-Resonance）的影响

实际电容除了LC 之外，还存在等效串联电感ESR，因此，反谐振点处的阻抗也不会

是无限大的。实际上，可以通过计算得到反谐振点处的阻抗为：

其中，X为反谐振点处单个电容的阻抗虚部（均相等）。

现代工艺生产的贴片电容，等效串联阻抗很低，因此就有办法控制电容并联去耦时反谐振点处的阻抗。等效串联电感ESR 使整个电源分配系统的阻抗特性趋于平坦。

7.6、怎样合理选择电容组合

瞬态电流的变化相当于阶跃信号，具有很宽的频谱。因而，要对这一电流需求补偿，就必须在很宽的频率范围内提供足够低的电源阻抗。

注意：选择电容组合，要考虑的问题很多，比如选什么封装、什么材质、多大的容值、容值的间隔多大、主时钟频率及其各次谐波频率是多少、信号上升时间等等，这需要根据具体的设计来专门设计。解决方法：

低频段：通常，用钽电容或电解电容来进行板级低频段去耦（需要提醒一点的是，最好用几个或多个电容并联以减小等效串联电感。这两种电容的Q 值很低，频率选择性不强，非常适合板级滤波）。

高频段：高频小电容的选择有些麻烦，需要分频段计算。可以把需要去耦的频率范围分成几段，每一段单独计算，用多个相同容值电容并联达到阻抗要求，不同频段选择的不同的电容值。但这种方法中，频率段的划分要根据计算的结果不断调整。一般划分3 到4 个频段就可以了，这样需要3 到4 个容值等级。实际上，选择的容值等级越多，阻抗特性越平坦，但是没必要用非常多的容值等级，阻抗的平坦当然好，但是我们的最终目标是总阻抗小于目标阻抗，只要能满足这个要求就行。

电容的并联存在反谐振，设计时要注意，尽量不要让时钟频率的各次谐波落在反谐振频率附近。

还有一点要注意，容值的等级不要超过10 倍。比如你可以选类似0.1、0.01、0.001 这样的组合。因为这样可以有效控制反谐振点阻抗的幅度，间隔太大，会使反谐振点阻抗很大，最终目标是反谐振点阻抗能满足要求。

高频小电容的选择，要想得到最优组合，是一个反复迭代寻找最优解的过程。最好的办法就是先粗略计算一下大致的组合，然后用电源完整性仿真软件做仿真，再做局部调整，能满足目标阻抗要求即可，这样直观方便，而且控制反谐振点比较容易。而且可以把电源平面的电容也加进来，联合设计。

图13 是一个电容组合的例子。这个组合中使用的电容为：2 个680uF 钽电容，7 个2.2uF陶瓷电容（0805 封装），13 个0.22uF 陶瓷电容（0603 封装），26 个0.022uF 陶瓷电容（0402封装）。图中，上部平坦的曲线是680uF 电容的阻抗曲线，其他三个容值的曲线为图中的三个V 字型曲线，从左到右一次为2.2uF、0.22uF、0.022uF。

小电容的介质一般常规设计中都选则陶瓷电容。NP0 介质电容的ESR 要低得多，对于有更严格阻抗控制的局部可以使用，但是注意这种电容的Q 值很高，可能引起严重的高频振铃，使用时要注意。

因此，电容封装尺寸、容值要联合考虑。总之最终目标是，用最少的电容达到目标阻抗要求，减轻安装和布线的压力。

7.7、电容的去耦半径

电容去耦的一个重要问题是电容的去耦半径：电容摆放要尽量靠近芯片 第一：减小回路电感

第二：电容去耦半径（超出了它的去耦半径，电容将失去它的去耦的作用）理解去耦半径最好的办法就是考察噪声源和电容补偿电流之间的相位关系。当芯片对电流的需求发生变化时，会在电源平面的一个很小的局部区域内产生电压扰动，电容要补偿这一电流（或电压），就必须先感知到这个电压扰动。信号在介质中传播需要一定的时间，因此从发生局部电压扰动到电容感知到这一扰动之间有一个时间延迟。同样，电容的补偿电流到达扰动区也需要一个延迟。因此必然造成噪声源和电容补偿电流之间的相位上的不一致。

特定的电容，对与它自谐振频率相同的噪声补偿效果最好，我们以这个频率来衡量这种相位关系。设自谐振频率为f，对应波长为λ，补偿电流表达式可写为：

其中，A 是电流幅度，R 为需要补偿的区域到电容的距离，C 为信号传播速度。当扰动区到电容的距离达到λ 4 时，补偿电流的相位为π，和噪声源相位刚好差180度，即完全反相。此时补偿电流不再起作用，去耦作用失效，补偿的能量无法及时送达。

解决方法：。为了能有效传递补偿能量，应使噪声源和补偿电流的相位差尽可能的小，最好是同相位的。距离越近，相位差越小，补偿能量传递越多，如果距离为0，则补偿能量百分之百传递到扰动区。这就要求噪声源距离电容尽可能的近，要远小于λ4。

实际应用中，这一距离最好控制在λ/40～λ/50 之间，这是一个经验数据。大电容小电容摆放位置：不同的电容，谐振频率不同，去耦半径也不同。

第一：对于大电容，因为其谐振频率很低，对应的波长非常长，因而去耦半径很大，这也是为什么我们不太关注大电容在电路板上放置位置的原因。

第二：对于小电容，因去耦半径很小，应尽可能的靠近需要去耦的芯片，这正是大多数资料上都会反复强调的，小电容要尽可能近的靠近芯片放置。

7.8、电容的安装方法

电容的摆放

容值最小的电容，有最高的谐振频率，去耦半径最小，因此放在最靠近芯片的位置。容值稍大些的可以距离稍远，最外层放置容值最大的。但是，所有对该芯片去耦的电容都尽量靠近芯片。

还有一点要注意，在放置时，最好均匀分布在芯片的四周，对每一个容值等级都要这样。通常芯片在设计的时候就考虑到了电源和地引脚的排列位置，一般都是均匀分布在芯片的四个边上的。因此，电压扰动在芯片的四周都存在，去耦也必须对整个芯片所在区域均匀去耦。如果把上图中的680pF 电容都放在芯片的上部，由于存在去耦半径问题，那么就不能对芯片下部的电压扰动很好的去耦。

电容的安装

在安装电容时，要从焊盘拉出一小段引出线，然后通过过孔和电源平面连接，接地端也是同样。这样流经电容的电流回路为：电源平面->过孔->引出线->焊盘->电容->焊盘->引出线->过孔->地平面，图15 直观的显示了电流的回流路径。

放置过孔的基本原则就是让这一环路面积最小，进而使总的寄生电感最小。

第一种方法从焊盘引出很长的引出线然后连接过孔，这会引入很大的寄生电感，一定要避免这样做，这时最糟糕的安装方式。

第二种方法在焊盘的两个端点紧邻焊盘打孔，比第一种方法路面积小得多，寄生电感也较小，可以接受。

第三种方法在焊盘侧面打孔，进一步减小了回路面积，寄生电感比第二种更小，是比较好的方法。

第四种方法在焊盘两侧都打孔，和第三种方法相比，相当于电容每一端都是通过过孔的并联接入电源平面和地平面，比第三种寄生电感更小，只要空间允许，尽量用这种方法。

第五种方法在焊盘上直接打孔，寄生电感最小，但是焊接是可能会出现问题，是否使用要看加工能力和方式。

注意：（1）推荐使用第三种和第四种方法。

（2）需要强调一点：有些工程师为了节省空间，有时让多个电容使用公共过孔。任何情况下都不要这样做。最好想办法优化电容组合的设计，减少电容数量。由于印制线越宽，电感越小，从焊盘到过孔的引出线尽量加宽，如果可能，尽量和焊盘宽度相同。这样即使是0402 封装的电容，你也可以使用20mil 宽的引出线。

对于大尺寸的电容，比如板级滤波所用的钽电容，推荐用图18 中的安装方法

第四篇：电源车总结

电源车工作总结及后续工作建议

9月26日凌晨五点，第一批电源车的改装最终完成。最近两天，脑子里全是电源车改装过程点点滴滴，其中有收获也存在许多问题，还望公司领导和其他同事一起发现和解决问题。

项目简介及收获

电源车的工作包括方案确定、机械结构及液压系统设计、外协外购件工作、车厢及卷线机构的制造与组装、液压系统组建及液压管路布置、电源车试车调试。

首先公司的能力值得肯定，电源车完满改装完成，且交付使用。从接项目到交付使用，从设计到制造，对公司的能力都是肯定。

存在问题

从最初的项目承接到最后的交付产品，可以说，公司为电源车的事，处处开绿灯。但是，最后用户的满意程度，却不容乐观。我以个人的感受分两个方面阐述： 1.管理问题

1)项目负责制管理体系混乱，缺乏项目管理经验。导致为电源车投入的人力物力太多，浪费太大，结果只能物超所值。2)项目负责及各分负责人缺乏全局性，分工模糊，分工不细，最后导致管理人员喊累，员工坐玩，且工作不能如期完成的被动局面，交货日期一拖再拖，严重影响公司形象。

2.专业问题

1)设计方案缺少评审，产品制作容易出现缺陷，无形地增大返工及维修工作量，导致生产周期延长；

2)制作过程缺乏检验人员，制作质量把关不严，导致产品做工粗糙，影响公司形象；

3)液压管路布置缺乏经验，对外协人员的工作也无特殊要求，更无专业人员检验，导致管路布置混乱不堪，无美观可言，严重影响用户满意度；

4)专业人员缺乏团队精神，专业素质修养不高，专业人员应坦陈接受好建议，从而制作出高水平高质量的产品，提升公司对外形象。

5)产品调试模糊，无安全调试和全工况调试环节，以至于产品遭遇特殊工况时，产品寿命低，售后工作量大且多。

后续工作建议

1.根据用户反馈意见，召开问题分析研讨会，并初步确定改进方案。

2.开展用户及设计人员交流会，通过现场交流确定改装要求及分析设计难度，以此减少此前的不良影响，挽回公司形象及用户信心。

3.成立电源车项目负责小组，明确任务及责任，提出具体奖惩办法。以此来减少公司投入，实现经济效益最大化。总结写的都是我个人的感受，希望语气，其他同事和领导不要介意，目的自为更好工作，提升企业对外形象。

公司形象=好产品=好设计+精美制作

文二明 2011/9/27

第五篇：电源项目总结

电源小结

电源PCB布板注意：

1电源线上打过孔，增加散热能力。

单点接地 或单点接电容，让干扰通过电容滤波后，再去下一级。变压器的次级出来 与整流二极管连接的距离尽量的短，防止辐射。

4.电容之类的要远离

发热元器件。

选型要点：

1变压器次级的滤波电容 选型要点： 选小的ESR 等效内阻。（内阻大了，高频经过这里，会使电容发热，时间久了，变压器会鼓起来）变压器次级的二极管 要选用快恢复的 肖基特二极管

选用压降低的（大电流时特别重要，p=ui.低的，在二极管上消耗的功率就小了。管子就不会发热的太厉害）

所以要选导通压降