boost电路设计介绍

第一篇：boost电路设计介绍

BOOST电路设计介绍

0 引言

在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计，对于较大的功率输出，如70W以上的DC／DC升压电路，由于专用升压芯片内部开关管的限制，难于做到大功率升压变换，而且芯片的价格昂贵，在实际应用时受到很大限制。考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地很大，选择合适的控制芯片，便可设计出大功率输出的DC／DC升压电路。

UC3S42是一种电流型脉宽调制电源芯片，价格低廉，广泛应用于电子信息设备的电源电路设计，常用作隔离回扫式开关电源的控制电路，根据UC3842的功能特点，结合Boost拓扑结构，完全可设计成电流型控制的升压DC／DC电路，且外接元器件少，控制灵活，成本低，输出功率容易做到100W以上，具有其他专用芯片难以实现的功能。UC3842芯片的特点

UC3842工作电压为16~30V，工作电流约15mA。芯片内有一个频率可设置的振荡器；一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构，特别适用于MoSFET的驱动；一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器；具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM比较器，最大占空比可达100％。另外，具有内部保护功能，如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。

由UC3842设计的DC／DC升压电路属于电流型控制，电路中直接用误差信号控制电感峰值电流，然后间接地控制PWM脉冲宽度。这种电流型控制电路的主要特点是：

1)输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化，电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化，改善了瞬态电压调整率；

2)电流型控制检测电感电流和开关电流，并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较，控制PWM脉宽，由于电感电流随误差信号的变化而变化，从而更容易设置控制环路，改善了线性调整率；

3)简化了限流电路，在保证电源工作可靠性的同时，电流限制使电感和开关管更有效地工作；

4)电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿，因为，平均电感电流大小是决定输出大小的因素，在占空比不同的情况下，峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相对应，特别是占空比，50％的不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差，即使占空比<50％，也可能发生高频次谐波振荡，因而需要斜坡补偿，使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致，但是，同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。2 Boost电路结构及特性分析

2.1 由UC3842作为控制的Boost电路结构

由UC3842控制的Boost拓扑结构及电路分别如图1和图2所示。

图2中输入电压Vi=16~20V，既供给芯片，又供给升压变换。开关管以UC3842设定的频率周期开闭，使电感L储存能量并释放能量。当开关管导通时，电感以V1／L的速度充电，把能量储存在L中。当开关截止时，L产生反向感应电压，通过二极管D把储存的电能以(Vo-Vi)／L的速度释放到输出电容器C2中。输出电压由传递的能量多少来控制，而传递能量的多少通过电感电流的峰值来控制。

整个稳压过程由二个闭环来控制，即

闭环1 输出电压通过取样后反馈给误差放大器，用于同放大器内部的2.5V基准电压比较后产生误差电压，误差放大器控制由于负载变化造成的输出电压的变化。

闭环2 Rs为开关管源极到公共端间的电流检测电阻，开关管导通期间流经电感L的电流在Rs上产生的电压送至PwM比较器同相输入端，与误差电压进行比较后控制调制脉冲的脉宽，从而保持稳定的输出电压。误差信号实际控制着峰值电感电流。2.2 Boost升压结构特性分析

Boost升压电路，可以工作在电流断续工作模式(DCM)和电流连续工作模式(CCM)。CCM工作模式适合大功率输出电路，考虑到负载达到lO％以上时，电感电流需保持连续状态，因此，按CCM工作模式来进行特性分析。

Boost拓扑结构升压电路基本波形如图3所示。

ton时，开关管S为导通状态，二极管D处于截止状态，流经电感L和开关管的电流逐渐增大，电感L两端的电压为Vi，考虑到开关管S漏极对公共端的导通压降Vs，即为Vi-Vs。ton时通过L的电流增加部分△ILon满足式(1)。

式中：Vs为开关管导通时的压降和电流取样电阻Rs上的压降之和，约0.6~0.9V。

toff时，开关管S截止，二极管D处于导通状态，储存在电感L中的能量提供给输出，流经电感L和二极管D的电流处于减少状态，设二极管D的正向电压为Vf，toff时，电感L两端的电压为Vo+Vf-Vi，电流的减少部分△ILoff满足式(2)。

式中：Vf为整流二极管正向压降，快恢复二极管约0.8V，肖特基二极管约0.5V。

在电路稳定状态下，即从电流连续后到最大输出时，△ILon=△ILoFf，由式(1)和(2)可得

如果忽略电感损耗，电感输入功率等于输出功率，即

由式(4)和式(5)得电感器平均电流

同时由式(1)得电感器电流纹波

式中：f为开关频率。

为保证电流连续，电感电流应满足

考虑到式(6)、式(7)和式(8)，可得到满足电流连续情况下的电感值为

另外，由Boost升压电路结构可知，开关管电流峰值Is(max)=二极管电流峰值Id(max)=电感器电流峰值ILP，样机电路设计

样机的电路图如图2所示，是基于UC3842控制的升压式DC／DC变换器。电路的技术指标为：输入Vi=18V，输出Vo=40V、Io=2A，频率f≈49 kHz，输出纹波噪声1％。

根据技术指标要求，结合Boost电路结构的定性分析，对图2的样机电路设计与关键参数的选择进行具体的说明。3.1 储能电感L

根据输入电压和输出电压确定最大占空比。由式(4)得

当输出最大负载时至少应满足电路工作在CCM模式下，即必须满足式(9)，同时考虑在10％额定负载以上电流连续的情况，实际设计时可以假设电路在额定输出时，电感纹波电流为平均电流的20％~30％，因增加△IL可以减小电感L，但为不增加输出纹波电压而须增大输出电容C2，取30％为平衡点，即

L可选用电感量为140~200μH且通过5A以上电流不会饱和的电感器。电感的设计包括磁芯材料、尺寸、型号选择及绕组匝数计算、线径选用等。电路工作时重要的是避免电感饱和、温升过高。磁芯和线径的选择对电感性能和温升影响很大，材质好的磁芯如环形铁粉磁芯，承受峰值电流能力较强，EMI低。而选用线径大的导线绕制电感，能有效降低电感的温升。3.2 输出电压取样电阻R1、R2

因UC3842的脚2为误差放大器反向输入端，芯片内正向输入端为基准2.5v，可知输出电压Vo=2.5(1+R1／R2)，根据输出电压可确定取样电阻R1、R2的取值。

由于储能电感的作用，在开关管开启和关闭时会形成大的尖峰电流，在检测电阻Rs上产生一个尖峰脉冲，为防止造成UC3842的误动作，在Rs取样点到UC3842的脚3间加入R、C滤波电路，R、C时间常数约等于电流尖峰的持续时间。3.3 开关管S

开关管的电流峰值由式(10)得

Iv(max)=ILP=5.11A

开关管的耐压由式(11)得

Vds(off)=Vo+Vf=40+0.8=40.8V

按20％的余量，可选用6A／50V以上的开关管。为使温升较低，应选用Rds较小的MOS开关管，要考虑的是通态电阻Rds会随PN结温度T1的升高而增大。图4为实测开关管的开关电压波形和电流瞬态波形图。

3.4 输出二极管D和输出电容器C2

升压电路中输出二极管D必须承受和输出电压值相等的反向电压，并传导负载所需的最大电流。二极管的峰值电流Id(max)=ILP=5.11A，本电路可选用6A／50V以上的快恢复二极管，若采用正向压降低的肖特基二极管，整个电路的效率将得到提高。

输出电容C2的选定取决于对输出纹波电压的要求，纹波电压与电容的等效串联电阻ESR有关，电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流。

电容的ESR<△Vo/△IL=40x1％/1.33=O.3Ω。

另外，为满足输出纹波电压相对值的要求，滤波电容量应满足

根据计算出的ESR值和容量值选择电容器，由于低温时ESR值增大，故应按低温下的ESR来选择电容，因此，选用560μF／50V以上频率特性好的电解电容可满足要求。

3.5 外补偿网络

UC3842误差放大器的输出端脚l与反相输入端脚2之间外接补偿网络Rf、Cf。Rf、Cf的取值取决于UC3842环路电压增益、额定输出电流和输出电容，通过改变Rf、Cf的值可改变放大器闭环增益和频响。为使环路得到最佳补偿，可测试环路的稳定度，测量Io脉动时输出电压Vo的瞬态响应来加以判断。

图5为Cf选用0.0lμF和470pF时动态响应控制波形的区别，上冲下降幅度和复位时间都有差别。

3.6 斜坡补偿

在实用电路中，增加斜坡补偿网络，一般有二种方法，一是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx至误差放大器反相输入端脚2，使误差放大器输出为斜坡状，再与Rs上感应的电压比较。二是从斜坡端脚4接补偿网络Rx、Cx到电流感应端脚3，将在Rs的感应电压上增加斜坡的斜率，再与平滑的误差电压进行比较，作用是防止谐波振荡现象，避免UC3842工作不稳定，同时改善电流型控制开关电压的噪声特性。本文采用方法二。3.7 保护电路

当UC3842的脚3电压升高超过1V或脚1电压降到1V以下，都可使PWM比较器输出高电平，造成PWM锁存器复位。根据UC3842关闭特性，可以很容易在电路中设置过压保护和过流保护。本电路中Rs上感应出的峰值电流形成逐个脉冲限流电路，当脚3达到1V时就会出现限流现象，所以，整个电路中的电感磁性元件和功率开关管不必设计较大的余量，就能保证稳压电路工作可靠，降低成本。4 结语

按以上原理和计算设计丁输入18V，输出40V的80W升压DC／DC电路，整个电路调试容易，工作稳定，可靠性高，效率达80％以上，特别是成本低，已应用于实际设备中。另外，可根据具体的电路指标要求，对电路灵活控制、变动，设计出其他的应用电路。

第二篇：BOOST软开关技术综述

BOOST软开关技术综述

O

引言

近二十年来电力电子技术得到了飞速的发展，已广泛应用到电力、冶金、化工、煤炭、通讯、家电等领域。多数电力电子装置通过整流器与电力网接口，经典的整流器是一个由二极管或晶闸管组成的非线性电路，它会在电网中产生大量电流谐波和无功功率，污染电网，成为电力公害。在20世纪80年代中后期，开关电源有源功率因数校正技术引起了国内外许多学者的重视，进行了许多专题研究并取得了大量成果。

有源功率因数校正技术在整流器与滤波电容之间增加一个DC／DC开关变换器。在各种单相PFC电路拓扑结构中，Boost升压型功率因数校正电路由于具有主电路结构简单，变换效率高，控制策略易实现等优点而得到广泛应用。高频化可以减小有源功率因数校正电路的体积、重量，提高电路的功率密度。为了使电路能够在高频下高效率地运行，有源功率因数校正电路的软开关技术成为重要的研究方向。

本文对单相Boost有源功率因数校正电路软开关技术进行了分类，并对每一类型的电路的拓扑结构、工作方式及工作特点做出了分析。

1.零电压开关(ZVS)PWM功率因数校正电路

ZVS工作方式是指利用谐振现象及有关器件的箝位作用，使开关变换器中开关管的电压在开启或关断过程中维持为零。

图1电路为ZVS功率因数校正电路，也称扩展周期准谐振功率因数校正电路。在辅助开关S1开通时，电感Lr抑制二极管Dr的反向恢复。电感Lr与电容Cf发生谐振至流过开关S1的电流降至输入电流大小。开关S2导通后，电感Lr与电容Cf再次谐振至流过开关S1的电流为O，电容Cr两端电压为Vo,使开关S1、开关S2实现ZV—ZCS关断。电路的不足之处是开关的电流应力比较大。

.零电压转换(ZVT)PWM功率因数校正电路

在ZVT工作方式中，谐振网络拓扑与主电路是并联的。零转换PWM功率因数校正电路的导通损耗和开关损耗很小，能实现零开关特性而不增大开关的电流或电压应力，适用于较高电压和大功率的变换器。

图2所示电路是传统的ZVT电路。电感Lr与主开关S1寄生电容谐振使其寄生二极管导通，开关S1实现ZVS开通；同时，电感Lr抑制了二极管D1的反向恢复，二极管D2为电感Lr中的能量提供释放回路。

此电路的优点在于主开关ZVS开通，二极管D1的反向恢复得到抑制，电路结构简单；不足之处是辅助开关硬开通。

图3所示是对传统ZVT电路的改进电路，其开关时序、丰开关的电压、电流波形与图2相同。改进之处是在电感回路中串接二极管D3消除升压二极管D1寄生电容与电感Lr寄生振荡；在二极管D2两端并接电容减小了开关S2的关断损耗，可以提高电路的效率。电路的不足之处是改进后电路的辅助开关仍为硬开通。

图4所示电路主开关S1为ZVS开通，其开通过程与上面两种电路稍有不同，当谐振电感Lsn2与电容Csnl与开关S1寄生电容谐振至开关S1两端电压为零时，开关S1开通；Csnl与Csn2可改善开关S1、S2的关断过程，减小关断损耗；电感Lsn2抑制了二极管D的反向恢复．二极管Db、Dc为电感Lsn2提供能量释放回路。

电路不足之处是辅助开关S2硬开通。

图5电路对图4所示电路进行了改进。如波形图所示，主开关S1开通前，其寄生二极管已经导通，开关S1实现ZVS开通；开关S1开通后，由于耦合电感的作用，促使流过Lx的电流迅速减小至接近零，辅助开关S2实现了ZCS关断；电容Cr减小了电路的关断损耗。

电路的不足之处是辅助开关S2硬开通，电路结构与工作方式比较复杂。

图6所示电路是对传统ZVT电路的又一改进电路。在主开关S1开通前，其寄生二极管已经导通，开关S1可实现ZVS开通；开关S1开通后，由于耦合电感的作用，流过辅助开关S2的电流迅速下降至接近零，开关S2被击穿二极管Ds钳制在一个很低的电压，开关S2实现ZCS关断。

电路的不足之处是辅助开关硬开通，电路的结构与工作方式比较复杂。

图7所示电路结构与以上的ZVT结构差别比较大。主开关S1关断后，二极管D开通，电容Cc通过耦合电感N2放电．开关S2寄生二极管开通实现了ZVS开通；开关S2关断后，开关S1寄生二极管开通实现了ZVS开通。同时，耦合电感N1抑制了二极管D的反向恢复，耦合电感N2则为N1中的能量提供了释放回路。

此电路的优点是两个开关均为ZVS开通，二极管D的反向恢复得到抑制，电路结构简单。不足之处在于两个开关均为硬开关关断，辅助开关S2的电压应力较大。

图8所示电路是一种新型ZVT有源功率因数校正电路。在辅助开关S2开通前，电容Cr两端电压为负，S2开通后，电感Lr与电容Cs、Cr发生谐振使主开关S1寄生二极管导通实现了ZVS开通；当流过开关S1的电流由负变正时，电感Lr与电容Cb、Cr谐振，二极管D5导通，开关S2实现ZV—ZCS关断。

电路优点在于主开关S1实现了ZVS开通，辅助开关S2实现了ZV．ZCS关断，二极管D1的反向恢复得到抑制，以上几点都可以显著提高电路效率。电路不足之处是辅助开关硬开通，主开关电流应力比较大。

图9所示电路结构与电路的工作方式比较特殊。主开关S1关断后，其寄生电容被恒流充电至输出电压Vo，为辅助开关S2提供ZV—ZCS关断，此时二极管D。及D4导通；开关S2关断后，电感L与开关S2寄生电容发生谐振至开关S2两端电压等于Vo，二极管D3导通；当流过电感L的电流减少至零时，电感L与开关S1、S2的寄生电容谐振，谐振结束时，开关S1和S2两端电压与流过两开关的电流均为零，开关S1和S2实现了ZV-ZCS开通。

此电路的优点是开关S1、S2实现ZV-ZCS开通，开关S1实现了ZVS关断，二极管的反向恢复得到抑制，开关电压电流应力较小，电路结构简单。不足之处是电感L始终有电流流过，导致电流中环流较大，会增大通态损耗。

.零电流开关(ZCS)PWM功率因数校正电路

ZCS工作方式是指利用谐振现象及有关器件的箝位作用，使开关变换器中开关管电流在开启或关断过程中维持为零。

从图10电路及波形图可以看出，主开关S1首先开通，通过开关S1的电流逐渐增加至输入电流值，此时二极管D1、D2关断，电容Cr反向充电至Vo；辅助开关S2开通后，电容Cr与Lr2谐振，当电容Cr两端电压降至零时，二极管D1导通，电容Cr与电感Lrl、Lr2谐振至开关S1、S2反并二极管开通，两开关实现ZCS关断。

此电路的优点在于开关S1、S2均实现了ZCS关断，两个二极管的反向恢复得到抑制；不足之处是两开关硬开通，电容Cr与电感Lr2电容Cr与电感Lr1、Lr2的谐振回路要通过输出端，会增大输出端的电压波动。

图11电路是对图10电路进行了改进，改进后的电路工作方式及波形与图10电路基本一致。图11的电路将二极管两端并联的电容改为与开关S2和电感Lr2并联，这样，谐振回路就不会包含输出端，不会引起输出端电压的波动。其不足之处仍在于两开关硬开关开通。

图12电路与以上两电路的最大区别在于实现了一个开关的ZVS开通。如波形图所示，主开关S1开通，感Ls抑制了二极管D的反向恢复，电感Ls与电容Cr谐振，开关S2反并二极管开通，为开关S2提供ZVS开通；电容Cc与电感Ls继续谐振，流过电容Cc的电流反向时，开关S1反并二极管开通，实现ZCS关断。

此电路的优点是主开关S1实现了ZCS关断，辅助开关S2实现了ZVS开通，因此，此电路又称为ZV-ZCS电路。电路的不足之处在于辅助开关S2的硬关断。

4.零电流转换(ZCT)PWM功率因数校正电路

图13电路为传统的零电流转换功率因数校正电路。如图13所示，辅助开关S2开通时，电容Cr与电感Lr谐振，主开关S1反并二极管导通，实现ZCS关断；开关S1反并二极管关断后，开关S2关断，二极管D1开通，为电感Lr提供能量释放回路。

此电路的优点是实现了主开关S1的ZCS关断，电路结构简单。不足之处是，辅助开关硬开关开通关断，二极管的反向恢复没有得到抑制，主开关电流应力较大。

图14电路对传统的ZCT—PWM功率因数校正电路进行了改进。如图14波形图所示，开关S2开通时，电容Cr、电感Lr谐振，流过二极管D1的电流逐渐减小到零，其反向恢复得到抑制；谐振电流换向后，开关S2反并二极管导通，实现ZCS关断；开关S2开通后，电容Cr与电感lr谐振，开关S1反并二极管导通，实现ZCS关断。

此电路的优点是实现了开关S1、S2的ZCS关断，二极管的反向恢复得到抑制；不足之处是辅助开关在一个开关周期有两次开关过程，电路工作方式中谐振较多，都会增大电路的损耗。

.有源箝位功率因数校正电路

在Boost

PFC变换器中，为了抑制二极管的反向恢复，在主开关和Boost二极管之间串联一个谐振电感可以有效地抑制二极管的反向恢复，但是当主开关关断时，谐振电感会在开关上产生很大的电压应力，为了保证电路的安全运行，需要有一个箝位电路来箝位电压。

在图15电路中，如波形图所示，主开关Sl关断后，两端电压逐渐上升至箝位电压Vo+Vcc；辅助开关S2寄生二极管开通，电感Lr与电容Cc谐振，开关S2实现ZCS开通；开关S2关断后，二极管Db开通，电感Lr与开关S1寄生电容谐振至开关S1寄生二极管开通，开关S1一实现ZVS开通。电路增加二极管Dc是为了消除二极管Db结电容与电感Lr的谐振。

电路的优点是实现了，主开关与辅助开关的zvs开通，二极管Db的反向恢复得到抑制；不足之处是开关S1、S2都是硬关断。

复合有源箝位功率因数校正电路对有源箝位功率因数校正电路的改进主要体现在电路拓扑和控制时序两个方面：将二极管D2放在箝位电路外以消除二极管D2结电容与电感Lr的寄生振荡；如图16所示时序可以保证开关S1、S2与二极管D2在任一时刻只有两个器件导通，另一个器件被箝位在Vo+Vcco主开关S1关断后，电感Lr与开关S2寄生电容谐振使寄生二极管导通实现ZVS开通；开关S2关断后，电感Lr与开关S1、S2寄生电容谐振使开关S1寄生二极管导通实现ZVS开通。

此电路的优点在于两个开关均实现了ZVS开通，二极管的反向恢复得到抑制，电路结构简单；不足之处是开关与二极管的电压应力较大。针对这一不足，提出了最小电压复合有源箝位电路，如图17所示，该电路将电感Lr与辅助开关S2位置进行了交换，开关时序不变，这样，开关S1、S2、二极管D2任两者导通时，另一个被箝位在Voo。该电路波形与复合有源箝位功率因数校正电路相似，具有它的优点。

6.带有无损吸收电路的功率因数校正电路

6.l

无源无损吸收电路

在软开关技术中，无源无损吸收电路不增加额外的有源器件，只是采用无源元件来抑制二极管的反向恢复，并且减小了开关器件的开通和关断损耗，因此具有电路成本低，控制简单等优点。

在图18电路中，开关S断开后其两端电压逐渐被充电至Vo时，二极管Do、Dc开通，流过二极管Dr的电流逐渐增加，流过二极管Do、的电流逐渐减小至二极管Doj关断，当开关S再次开通时，二极管的反向恢复不会影响开关损耗的增大。

图18电路采用耦合电感使二极管反向恢复影响不到开关的开通，图19电路则是利用电感抑制二极管的反向恢复对开关开通过程的影响，冉利用无源器件将电感中能量释放。

此电路的不足之处在于电路结构和工作过程都比较复杂。

6.2

有源无损吸收电路

图20电路抑制二极管反向恢复采用在电路中加入电感，再将电感中的能量释放的方式。如图20所示，主开关S1首先导通，电感Ls抑制了二极管D的反向恢复，电感Ls与开关S2寄生电容发生谐振使其放电至开关寄生二极管导通，开关S2实现ZVS开通。

此电路的优点在于电路结构简单，能有效抑制二极管的反向恢复，辅助开关实现ZVS开通。

结语

综上所述，各种类型的软开关功率因数校正电路具有能够抑制二极管反向恢复，实现开关管的软开通或软关断，减少变换器的损耗，进而可以提高开关频率，减少磁性元件的体积和重量，提高变换器的功率密度。

仅供参考

第三篇：电路设计自荐书

我是四川职业技术学院、即将毕业于2009年6月的学生。所学的专业是；应用电子技术。我仰慕贵单位重知识，重视 人才 之名，希望能成为贵单位的一员，为单位的事业发展尽我全力。

本人在校学习刻苦，成绩优秀，通过在校学习，掌握了良好的专业知识，和理论基础，系统的学习了各项知识技能。

我有一定的工作经验，在校外，我经常参加学校的三下乡活动，上门免费维修家电，在校内，组织电子协会成员进行电子设计比赛，活动也是搞得有声有色。

我的性格开朗、热情诚实、能够吃苦耐劳、有责任感、有团结精神，人际关系好。

我的酷好是；电路设计，我能独立完成从：电路原理图设计 pCB布线电路设计 制作电路版的全过程 安装电路版 调试电路等全过程。我在校期间，我还设计了一些电子成品如：150W三分频功放、无线话筒、人体红外感应灯等。效果很好。

我初涉世事，某些方面还不成熟，但我正视自己的不足，我将在今后实践中虚心学习，不断专研，积累工作经验，提高工作能力，完善充实自己，我期望能有一片扬我所长的天地，我将奉献我的智慧和汗水。

第四篇：电路设计心得体会

学习使用Protel 99电路设计软件心得体会

通过这两天的计算机电路辅助设计实习，对Protel 99有了一个比较全面地了解并掌握了一些基本的绘制和编辑电路原理图方法、技巧，并能处理一些常见问题。在对protel软件的学习中，我有不少心得体会，下面我就谈一下我的学习体会。

1.对学习使用Protel 99电路设计软件有了比较初步认识，文无论是档组织结构、文件管理、还是工作界面管理，这帮助了我更好更快的熟练的掌握 Protel 99电路设计的使用方法和操作过程。

2.设计电路原理图

电路原理图的设计是整个电路设计的基础，因此电路原理图要设计好，以免影响后面 的设计工作。电路原理图的设计一般有如下步骤：

(1)设置原理图设计环境；(2)放置元件；(3)原理图布线；(4)编辑和调整；(5)检查原理图；(6)生成网络表。

1)设计图纸大小

首先要构思好零件图，设计好图纸大小。图纸大小是根据电路图的规模和复杂程度而定的，设置合 适的图纸大小是设计好原理图的第一步，确定整个电路图的总体布局。

2）设置protel 99 se/Schematic设计环境

包括设置格点大小和类型，光标类型等等，大多数参数也可以使用系统默认值，并在电路图中 明地址和类别，对原理图有比较详尽的注解。

3）

放置好元器件并连线

用户根据电路图的需要，将零件从零件库里取出放置到图纸上，并对放置零件的序号、零件封装进行定义和设定等工作根据实际电路的需要，然后用元件管理器的Place按钮将元件放置在工作平面上，再根据元件之间的走线把元件调整好。

利用protel 99 se/Schematic提供的各种工具，将图纸上的元件用具有电气意义的导线、符号连接起来，构成一个完整的原理图调整一些元件的位置，把某些元件进行水平或垂直排列，并用鼠标拖动元件来调整好元件间的距离，也可在编辑元件时用鼠标左键双击元件，这时会弹出关于元件属性的对话框，可以修改其中的选项，从而对元件进行必要的编辑，还可以使用Edit/Move子菜单中的各命令来实现。放置输入输出端口。执行菜单命令Place/Port或从Wiring Tools工具条中选取放置输入输出端口命令，在合适位置放置好，并与相应电气点连接好。

4）

调整线路

将初步绘制好的电路图作进一步的调整和修改，使得原理图更加美观

3.随着电子工业的飞速发展，电路设计越来越复杂，手工设计越来越难以适应形势发展的需要，Protel 99 SE以其强大的功能、快捷实用的操作界面及良好的开放性，为设计者提供了现代电子设计手段，使设计者能快捷、准确地设计出满意的电路原理图和印刷电路板，不愧是从事电路设计的一个良好的工具。

第五篇：水塔自动控制电路设计（范文模版）

水塔自动控制电路设计

一，绪论

现今社会，自动化装置无所不在，在控制技术需求的推动下，控制理论本身也取得了显著的进步。水塔水位的监测和控制，再也不需要人工进行操作。实践证明，自动化操作，具有不可替代的应用价值。水塔水位自动控制器，具有适应各种液体液位的检测和控制的功能，设计中分析了利弊，考虑了各种液体的阻值大小，是可以投入实际生产的产品。本文实现了在恶劣的条件下能自动调节水位高低、手动解除报警装置、检测探头好坏的水塔水位控制器.同时,通过调节电位器中的阻值,该控制器能够适应多种液体液位的检测。

二，系统方案

水塔水位控制系统是我国住宅小区广泛应用的供水系统，传统的控制方式存在控制精度低、能耗大的缺点，而自动控制原理，依据用水量的变化自动调节系统的运行参数，保持水压恒定以满足用水要求，从而提高了供水系统的质量。而且成本低，安装方便，经过多次实验证明，灵敏性好，是节约水源，方便家庭和单位控制水塔水位的理想装置，水塔水位控制系统采用交流电压检测水位，水位低于下限B点水位时，水泵抽水，水位达到最高水位线D时，水泵停止抽水，水位降低到最低水位线B以下时，恢复运行抽水，从而实现自动控制。

该系统采用分立元件电路实现了水塔水位的自动控制，设计出一种低成本、高实用价值的水塔水位控制器。采用分立的电路实现超高、低水位处理，自动控制电机电路。它能自动完成上水停水的全部工作循环，保证液面高度始终处于较理想的范围内，它结构简单，制造成本低，灵敏度高，节约能源显著，是用于各种高层液体储存的理想设备。

三，系统设计

① 设计分析

水塔水位自动控制系统主要完成的功能是对水塔水位的自动控制及检测.本文拟通过4 个探头对水塔水位进行采样,分析采集的水位信号,控制电机水泵的开启、停止,实现水位的调节.4 个探头分别用B、C、D、E 表示,放置在水塔中,如图1 所示.4 个探头采集的水位信号通过T TL 电路判断输出,可以判断水塔内水位的高度.水位允许在已设置的上、下水位范围内变化.即水位高度正常情况应控制在C、D 之间,如图1(a);当水位低于C 点、高于B 点时,电机启动,带动水泵工作,进水阀门打开,水塔内处于进水状态,如图1(b);当水位高于D 点时、低于E 点时,电机关闭,水泵停止工作,关闭进水阀门,水塔内处于停进状态,如图1(c);当水位低于C 点并到达B 点时,就发出C 探头故障报警,采取手动启动电机,如图1(d);当水位超过D 点并到达E 点时,发出D 探头故障报警,采取手动关闭电机,水位从溢流口流出,如图1(e)

② 系统框图

为了精确地实现对水位的控制,必须建立闭环控制系统.根据水塔中的进、出水的水位可以自动控制水泵运行与停止,使水位处于动态的平衡状态.控制系统主要分为水位的模拟检测和逻辑判断部分.如图2 所示,模拟检测部分测量的是B、C、D、E 4 个探头相对于A 点(即地)电位的高低.这就相当于一个可变电阻,4 个探头与地之间的不同距离对应了可变电阻不同的阻值.当水位高低发生变化时,对应的电阻值不同,通过逻辑判断,就得到不同的输出逻辑判断的输出电路一部分用来控制电机的关闭与开启,另一部分用来检测系统故障,并发出报警声。四，电路设计

① 工作原理

水塔供水系统的工作原理图如图3所示,包括水位检测电路,误动作判断电路,水位控制电路,电机开启或关闭电路和报警电路.水位正常情况下应保持在C、D 范围之间, 此时, B、C、D、E 4 个探头的逻辑电平为0011 ,水塔水位处于保持状态;当水位低于C点,处于B、C 之间时,B、C、D、E 4 个探头的逻辑电平为0111 ,水塔水位处于进水状态;当水位高于D 点, 处于D、E之间时, B、C、D、E 4 个探头的逻辑电平为0001 , 水塔水位处于停进状态;当水位低于B 点或水位高于E 点, B、C、D、E 4个探头的逻辑电平为1111 或0000 时,表明控制水位变化的电路出现了故障, 水塔水位的报警电路开始工作, 产生下限报警或上限报警, 即低报和高报.此时,需要工作人员手动关闭报警设备并开启或闭合控制电机。

图3 水塔供水系统的工作原理图 ② 参数计算

水位指示灯部分:令流过三极管T1 , T2 , T3 , T4 集电极的电流IC 为10mA , 因为IC =(V CC-1.5)/ RC= 10mA , 得RC = 350Ω;取β= 100 ,则IB = 10mA/ 100 = 0.1mA , 所以, RB = V CC/ IB = 10kΩ.但是在实际调试中,电阻值过小, 选择RB = 15kΩ 才合适。

③ 水塔水位控制器

水塔水位控制器的测试图4 为水塔水位控制器的外观正视图,由电源指示灯、报警确认灯、水位指示灯以及报警确认开关组成.接通电源时,电源指示灯亮,当水塔中水深处于不同位置时,水位指示灯B、C、D、E 状态不同.(1)当水位处于B 点之下,指示灯B、C、D、E 全亮,报警电路开始报警,即下限报警.(2)当水位处于B、C 之间, 指示灯B 灭, C、D、E 亮，水泵开始进水.(3)当水位处于C、D 之间, 指示灯B、C 灭, C、D 亮,保持状态,即保持进水.(4)当水位处于D、E 之间, 指示灯B、C、D 灭, E 亮,停进状态,即水泵不工作.(5)当水位处于E 点之上,指示灯B、C、D、E 全灭,水泵不工作,报警电路开始溢出报警,即上限报警.(6)报警电路可以手动关闭,只要按下报警确认开关,就可以解除报警的蜂鸣声.此时,报警确认灯亮起.处理完故障时,必须关闭报警确认灯,报警确认电路复位,恢复其监测故障的功能.经过检测,水塔水位控制器完全符合预定要求,完成所设定的工作任务.图4 水塔水位控制器外观图

五，实验验证

本文采用纯硬件电路设计水塔水位控制系统,避免了复杂设计中的不稳定因素,降低了生产成本,提高了实用价值.同时,对于不同类型的液体,此系统具有良好的兼容性.当水塔中液体改变时,只需要将电位器中的阻值和该液体的阻值调节到一个数量级上就可以很方便地实现此液体的水位控制操作.实验证明,此水塔水位控制器不仅实现了对水塔水位的精确控制,而且,更具有工业生产的实用性.但是,如果探头B、C,或者探头D、E 同时发生故障,水塔水位控制器中的检测部分就不能识别出来,这是使用时应该注意的.所以,在使用过程中需要定期检测探头是否发生故障.六，结束语

运用简单、可靠的设计思路来实现性价比合理的水塔水位控制器.经过实验测试,该系统在运行期间稳定性高,完全实现了自动调节水位高低、手动解除报警装置、检测探头好坏等功能,是可以投入生产的水塔水位控制器。

通过本次课程设计，我对传感器的应用有了更加深刻的理解，也对它的应用范围之广感到惊奇，我相信在我以后的生活中，对身边的事物也会明白的更深更多，这次设计，真的让我受益匪浅。

七．参考文献

[1 ] 胡寿松.自动控制原理[M].北京:科学出版社,2001.[2 ] 刘豹.现代控制理论[M].北京:机械工业出版社,2004.[3 ] 李朝青.单片机原理及接口技术[M].北京:航天航空大学出版社1988 [4 ] 朱晓青.过程检测控制技术与应用[M].北京:冶金工业出版社,2002 [5 ] 姚伯威，孙锐主编.控制工程基础.北京：国防工业出版社，2002年

[6 ] 李朝青编著.单片机原理及接口技术.简明修订版.北京：北京航天航空大学出版社，1998年 [7 ] 戴文进，章卫国主编.自动化专业英语.武汉：武汉理工大学出版社，2001年 [8 ] 谈振藩编，自动控制专业英语.哈尔滨：哈尔滨工程大学出版社，1999年