高频小信号谐振放大器习题解1（样例5）

第一篇：高频小信号谐振放大器习题解1

第一章 高频小信号谐振放大器习题解答

1－1解：根据品质因数的公式得：

Qo1RoCo1212

521.51061001012Lo11H113H 22226124foC41.51010010谐振时，回路电流 IoUms1mV0.2mA R5UComULomQoUms212Ums212mV

1－2解：1-1端短路时，o1LC

所以:L111又因为 : Q100 253H22612orCoC21010010所以 r1115.9 612oQC210100101001-1端接Zx时，Zx为Rx和Cx的串联，CCx200Cx100,100;解得：Cx＝200pF，CCx200CxLL由于：Q0＝0，QL＝0rRLQr501所以：L＝＝＝，QL50,RL＝（r＋Rx）＝2r

Q0RL1002210625310－6解得：RX＝r＝＝＝15.9Q01000L因而，未知阻抗由15.9的电阻与200pF得电容串连组成。1－4 解：C'C2CL22pF

所以接入系数

C'221p'

CC120222把RL折合到回路两端，得：

R'oRo95k11.25k 24pC1C'2022又 CCS5pF18.3pF

2022C1C'谐振频率为fP12LC120.81018.310612Hz41.6MHz

谐振阻抗为RPQoPL100241.61060.810620.9k 总电导为

g1111116'S236.710S RSRLRP1010311.2510320.910314.2k g1gPL120.2

236.7106241.61060.8106因而 R最后得QLB2f0.7fP2.06MHz QL1111 RRSRPRL1－6（1）证明：因为回路总电导g并且QLfR 而BO OLQLfO所以BROLOLfOR

g1B ROLfO1LC又因为 O2fo

ofo所以 g证明结束

1LC12LC1 B2f0.7 2LC2f0.74f0.7C

L2LC（2）g4f0.7C6.286106201012S7.536104S

111114GL7.536104S5.53610S33RLRPRS10101010

11.8k

5.5361041－10解：（1）Y参数等效电路图如下： RL

uce yfeube yie

yreuce

gp

yoe

C

Yie2 ube

（2）回路的谐振电阻

RPQPOL1006.28301061.510628.3k

GP1153.5410S 3RP28.310两级电路采用相同的晶体管，即gie1gie22.8ms

则回路的总电导为（p1N1/N11,p2N2/N11/4）

22gGPp1goep2gie20.0384100.2100.252.81033230.41103S

（3）回路的总电容为

C12fO2L123010621.510618.78pF

（4）根据电压增益的表达式得 Auo（5）

p1p2yfeg10.254527.44

0.41因为：Bfg'g'foo;QL0C2C所以：g'B2C101066.2818.7810121.18ms

g并g'g1.180.410.77msR并11.3kg并1－12解：（1）两级中放总增益为： AuoAuo10100 12 两级中放总通频带为：

BB12140.642.56MHz

（2）为保持总通频带为4MHz，则单级通频带必须增加，即： B'112B'1221 因为放大器得增益带宽积基本保持不变，则此时单级放大器的增益应为

46.25MHz 0.64' Auo1B1Auo14106.4 '6.25B12'2两级总增益为：Auo'(Auo)6.440.9 1

第二章 高频功率放大器习题解答

2－1 解：谐振功率放大器通常用来放大窄带高频信号（信号的通带宽度只有其中心频率的1％或更小），其工作状态通常选为丙类工作状态（C90o），电流为余弦脉冲，为了不失真的放大信号，它的负载必须是谐振回路。而低频功率放大器的负载为无调谐负载，如电阻、变压器等，通常为甲类或乙类工作状态。因此，低频功率放大器不能工作于丙类，而高频功率放大器则可工作于丙类。

2－5 解：高频功率放大器的欠压、临界、过压工作状态是根据动态特性的A点的位置来区分。若A点在ubemax和饱和临界线的交点上，这就是临界状态。若A点在ubemax的延长线上（实际不存在），动态特性为三段折线组成，则为过压状态。若A点在ubemax线上，但是在放大区，输出幅度Ucm较小，则为欠压状态。

欠压区的特点是电流脉冲为尖顶，输出电压幅度相对较小，其输出功率较小，效率也低，除在基极调幅电路中应用外，其它应用较少。临界状态，输出电压较大，电流为尖顶脉冲，输出功率最大，效率较高，较多的应用于发射机中的输出级。过压状态，电流为凹顶脉冲，输出电压幅度大，过压区内输出电压振幅随RP变化小，常作为发射机的高频功率放大器的中间级应用。

改变EC时，EC由小变大，工作状态由过压到临界然后到欠压。改变Ubm时，由小变大，工作状态由欠压到临界然后到过压。改变UBB时，由负向正变，工作状态由欠压到临界到过压。改变RP时，由小到大变，工作状态由欠压到临界然后到过压。

2－8 解：（1）用功放进行振幅调制，调制信号加在集电极时，功放应工作在过压区内。在过压区中输出电压随EC 改变而变化；调制信号加在基极时功放应工作在欠压区中，在欠压区中，输出电压随UBB、Ubm改变而变化

（2）放大振幅调制信号时，工作在欠压区，线性比较差，采用甲或乙类工作状态时，线性较好

（3）放大等幅信号应工作在临界状态。在临界状态输出功率最大，效率也较高，是最佳工作状态。

2－9 解：（1）ICOICMOC ICMOCICO9090282.1mA o0.319O90ICM1ICM190o282.10.500141mAPO121ICM1RP14122001988mW 22

（2）CPOPO198873.6% PECICO3090P 2－14 解：依题意可得：pDVCCICO6W cOP83.3%

D2VVCCVCm RP57.6 ICm1Cm417mA

RPPOPO2 g1C2C1.67

通过查余弦脉冲系数表得c78o。

2－16 解：（1）根据临界状态电压利用系数计算公式有 cr2PO11112150.91 2224gcrEC1241.5240.4362P12151.37A UC21.84 UCECcr240.9121.84V IC1 ICO1IC1O1.370.2530.79A 0.436PDECICO240.7918.96W

PCPDPO18.96153.96W

PO15100%79% PD18.96 RLcrUC21.8415.94 IC11.37（2）若输入信号振幅增加一倍，根据功放的振幅特性，放大器将工作在过压状态，此时输出功率基本不变。

（3）若负载电阻增加一倍，根据功放的负载特性，放大器将工作在过压状态，此时输出功率约为原来的一半。

（4）若回路失谐，功率放大器将工作在欠压状态，此时集电极损耗将增加，有可能烧坏晶体三极管，用UC指示调谐最明显，UC最大即谐振。

2－18 解：第一级放大器的集电极回路：输出的交流将流过直流电源，应加扼流圈；加上

扼流圈后，交流没有通路，故还应加一旁路电容。

第二级放大器的基极回路：没有直流通路，加一扼流圈。

第二级放大器的集电极回路：输出的交流将流过直流电源，应加扼流圈及滤波

电容；此时，直流电源将被输出回路的电感短路，加隔直电容

改正后的电路如下图所示：

第三章 正弦波振荡器习题解答 2.6.8.9.10.11.12.13.16 3－2 解：电路的交流等效电路如图所示：

fO12LC12LC，CC1C2

C1C212.6MHz fO2501061001030010100101230010121212 维持所必须的最小电压放大倍数Aumin3

3－6 解：改电路属于三端式振荡器，是否可能振荡就要看是否满足“射同它异”的原则。即要让L1，C1回路与L2,C2回路在振荡时呈现的电抗性质相同，L3，C3回路与它们的电抗性质不同。又由于三个回路都是并联谐振回路，根据并联谐振回路的相频特性，该电路要能够振荡，三个回路的谐振频率必须满足：

fO3maxfO1,fO2或fO3minfO1,fO2，所以：

（1）fO1fO2fO3，故电路可能振荡，振荡频率fO与回路频率的关系是：f1f2fOf3，属于电容反馈的振荡器；

（2）fO1fO2fO3，故电路可能振荡，振荡频率fO与回路频率的关系是：f3fOf2f1，属于电感反馈的振荡器；

（3）fO1fO2fO3，故电路可能振荡，振荡频率fO与回路频率的关系是：f1f2fOf3，属于电容反馈的振荡器。

（4）fO1fO2fO3，故电路不可振荡。

3－8 解：（1）Rb1,Rb2是基极偏置电阻；Re是射极偏置电阻；C1、C2、C3、C4、L是振荡回路的元件，CP是输出耦合电容。

（2）fO12LC3C4 49.5106121.510C3C46

C3C46.911012pF C46.913pF3.91pF 3－9 解：交流等效电路如图所示：

fO

12LC，L1f4C2O2

由题可知C等于（8.2pF串8.2pF串20pF）再并4pF并3.3pF并（15pF串2.2pF）

8.28.220152.2C43.9 152.2 8.28.28.2208.2203.443.91.9pF13.2pF17H 212212501043.1413.2103－10 解：电路的等效交流如图所示： L

由等效电路图可知，振荡器属电容三点式电路。根据等效电路图可知：

14.9pF C3.31112.28.215 fO12LC123.1457104.9106129.6MHz

3－11 解： fO12LC 式中，C为（C1串C2）并CO并C3，即 C1COC343.33CO（C310pF）

1C11C21COC3293.33CO（C3260pF）

1C11C2 或 C 因此解得L0.76H,CO40pF 由于AuFgmRF（1）

而 FRiC12（2）0.5，RRP//RLp2//2C2p1C1C212 p2

C1C23C1C23 p1 RP2fOLQO4.7752k（fO10MHz）

或 RP2fOLQO9.5504k（fO20MHz）

将p1,p2,RO,R代入（2）式得： R310.45（fO10MHz）

或 R334.93（fO20MHz）

将RL代入（1）式得： gm19.33mS（fO10MHz）

或 gm17.91mS（fO20MHz）

为了保证波段内所有频率都能正常起振，gm及工作点IcQ的选择如下：

gm19.33mS IcQgm26mV0.5mA

3－12 解： 在电容三点式振荡器中，由于晶体管的极间电容直接和回路元件L、C1、C2并联，而结电容又是随温度、电压、电流变化的不稳定因素，因此如何减小晶体管的输入、输出电容对频率稳定度的影响仍是一个必须解决的问题。于是出现了改进型的电容三点式振荡电路——克拉泼电路。与电容三点式电路相比较，克拉泼电路的特点是，在回路中增加了一个与L串连的电容C3，C3和L的串连电路在振荡频率上等效为一个电感，整个电路仍属于电容三点式电路。电路中晶体管极间电容对回路谐振频率的影响小，使电路的振荡频率近似的只与C3、L有关。

针对克拉泼电路C1、C2过大振荡幅度就过低以及振荡频率受到限制的缺点，出现了另一种改进型电容三点式电路——西勒电路。西勒电路与克拉泼电路的不同点在于回路电感Ｌ两端并联了一个可变电容C4，而C3为固定值的电容器，且满足C1、C2远大于C3，C1、C2远大于C4。西勒电路频率稳定性好，振荡频率可以较高，做可变频率振荡器时其频率覆盖范围宽，波段范围内幅度比较平稳，因此在短波、超短波通信机、电视接收机等高频设备种得到广泛的应用。

3－13 解：晶体等效电路如图所示：（1）串连谐振频率：fq（fq12LqCq联

CqCo2.5MHz

谐

振

频

率

： 21）并

fq1COCq2LqCCqO2.55.25105MHz

（3）品质因数：Qq1rqLqCq277022

4等效并联谐振电阻

RPQqPLq8.41014

3－16 解：能产生自激振荡。振荡角频率0与1及2等各频率点的关系为：

1q0p2（q,p为晶体的串、并联谐振频率）

第四章 频率变换电路基础习题解答

14－1解：已知uUcmcosCtUmcostUmcos2t

21 所以ia1ua2u2a1UcmcosCtUmcostUmcos2t

21 a2UcmcosCtUmcostUmcos2t

2 式中存在组合频率分量的项有： UcmUmcosCtcost，UcmUmcosCtcos2t 所以组合频率分量为C，C2。

4－2解：时变电导gtdiC du2 gdSt

212 gdcos1tcos31t

32 idt中含有的频率成分为：

（1）输入信号的频率1,2分量；（2）直流分量；

（3）频率为1的偶次谐波分量2n1；

（4）频率2与1的奇次谐波组合频率分量2n112n＝0,1,2

4－3解：已知u1cos2Ft，u2cos20Ft

所以u1u2cos2Ftcos20Ft

11cos2F20Ftcos2F20Ft 221 cos22Ftcos18FtV 

波形图如下图所示：

频率图如下图所示：

4－4解：已知uUQU1mcos1tU2mcos2tU3mcos3t

所以ia0a1ua2u2a3u3

a0a1UQU1mcos1tU2mcos2tU3mcos3t

a2UQU1mcos1tU2mcos2tU3mcos3t2

a3UQU1mcos1tU2mcos2tU3mcos3t 可以看出只有u2,u3项会产生组合频率分量。

4－5解：由题意可知： I013Im，其中ImUm1RLg

1Imn1221n偶数

电流的频率分量的大小为：In

n210n奇数4－6解：设流过D1的电流为i1，流过D2的电流为i2，则 i11Im，其中Imu1RLgu1RLg

i21Im，其中Im 所以ii1i22uR1Lg

4－8解：由题意可设i1为流过D1的电流，设i2为流过D2的电流，则 i1Ku1u2Ku12u22u1u2 i2Ku1u2Ku12u22u1u2

2所以u0i1RLi2RLRLi1i24KRLu1u2

4－9证明：从电路的结构可以看出，它是一个恒流源差分放大电路，不同之处在于恒流源管VT3的基极输入了信号uyt，即恒流源电流I0受uyt的控制。

根据晶体三极管特性，工作在放大区的晶体管VT2的集电极电流

u/U iC2ie2ISeBE2T

式中 UTKT/q为PN结内建电压，IS为饱和电流。

ie2uX/UT 又因为I0ie1ie2ie1 1i1eie1e1 所以 ie2uXI0I01tanh2U21euX/UTT   iC2ie2uXI0I01tanhuX/UT2U21eT 所以 uO2ECiC2RC

uXI0RC EC1tanh2U2T 

4－10证明：根据题意可知： i1i2i5tanhuX 2UTi4i3i6tanhuX 2UT i5i6I0tanhuX 2UT 因此可求出输出电压

uOiARCi1i3RCi5i6RCtanhuX 2UT I0RCtanhuXutanhX 2UT2UT 当输入信号较小时，则有 tanhuXuX 2UT2UT 所以 uOI0RCuxuy 24UT4－11解：由线性化Gilbert相乘器电路的公式得：

'2RCuX uO uytanhRy2UT 2RCuxuy

IOXRxRy 21.251031105102RC

IOXRxRy33263V

相乘系数 K 21.251031105103320.5

4－12解：偏置电阻R3、R13的计算： IR3IOXEEuBE18R3RWRe1mA

120.750010.8k 3110 R3RWEEuBE18IR3Re 同理可求出R1310.8k

负反馈电阻RX和RY的计算：

流过RX的电流iX的最大幅度Ixm应近似满足

U IxmxmRIox

x 所以RXUxmRx10110310k 同理可得：RYUymIoy10k

负载电阻RC的计算：

已知增益系数K0.1

2111 所以RCKIoxRxRy103101035k

2210 电阻R1的计算： R1ECU11291.5k 32Iox210第五章 振幅调制、解调及混频习题解答

5－1 解：（1）由调幅波方程式可知载频fO106Hz，载波振幅VO25V，故

第一边频频率为 O121065000

11第一边频振幅为 m1VO0.725V8.75V

22第二边频频率为 O2210610000

11第二边频振幅为 m2VO0.325V3.75V（2）此调幅波包络波形如图所示：

 从此波形图中可求出峰值的调

幅

度为 m上VmaxVo1.510.5 Vo1谷值的调幅度为 m下VoVmin101 Vo1精确计算如下：令 V2510.7cos0.3cos2 则

V'250.7sin20.3sin2

令V'0，解得54.3o；所以当54.3o时，V有极大值

Vmax2510.7cos57.3o0.3cos257.3o37.57

当180o时，V有极小值 Vmin2510.7cos180o0.3cos2180o0 故峰值调幅度为 m上VmaxVo37.57250.503 Vo25谷值调幅度为 m下VoVmin2501 Vo252maPoT25W 45－2 解： ma1时 每一边频功率PoCPoC ma0.3PoCPoC时

每一边频功率2ma0.32PoT1002.25W 44

5－3 解：（1）边频功率为 P122maPoT0.50.75000W1225W 2（2）集电极调幅时，直流电源提供得输入功率为

PDPoT500010000W 0.5（3）基极调幅时，直流电源提供得输入功率为 集电极载波效率C2ma12PoT50000.50.4 P12500W D20.7C0.4125－4 解： ma1时，总功率为Poav2ma1PoT11000W 1150022 边频功率PoC2ma1PoT1000500W 22 所以每一边频功率为250W。

ma0.7时，总功率为Poav2ma0.72PoTW 11245110002 边频功率PoCm2a2P0.72oT21000245W 5－7 解；

VcVi1RD(i1i2)RLVcVi2RD(i2i1)RLi1i2V1i2RK1(Lt)d2RL+Rd1VcK(ωt)或S(t)-Vi1Ω+-+Vci2RL-Rd2K(ωt)或S(t)

2+Vc-+Vc-Rr13K(ωt-π)或S(t-T/2)VΩ+-i3i4Rr24RLK(ωt-π)或S(t-T/2)

VcVi3Rr(i3i4)RLVcVi4Rr(i4i3)RLi2i4i3ii1i22VK1(Lt)Rr2RL2V2VK1(Lt)K1(Lt)Rd2RLRr2RL

K1(1t)12cos1t2cos31t...23

12n1(1)cos(2n1)1t 2(2n1)n1

K1(1t)12cos1t2cos31t...23

12n(1)cos(2n1)1t 2(2n1)n1

5－10 解；在大信号uCt的作用下，D1和D2的开关函数为KCt，D3和D4的开关函数为KCt。在uCt为对称方波的条件下，开关函数如下表示：

444cos3Ctcos5Ct

KCtcosCt35

444cos3Ctcos5Ct

KCtcosCt35 由题意可得：

i1gdKCtuCtut

i2gdKCtuCtut

i3gdKCtuCtut

i4gdKCtuCtut

次级回路的总电流为 ii1i3i2i4

所以

i2gd2KCtKCtut

4442gdcosCtcos3Ctcos5CtUmcost355－14 解：（1）

kuocosumgdUm(sincos)idmaxgd(umuo)gdum(1cos)Ioiomax(0)平均分量为:2Iou2IR2gd所以:koo(sincos)cosumum所以:tan

2gDR二极管导通角的表达式为 tan2gDR

根据公式tan35

3所以

315333 2gDRKd（2）根据电压传输系数公式得：

UmmaUim1maUimcos12cos

maUim2 所以 Kd1cos 2222UimUimKdUim（3）根据公式得： Rid，I1m2RidR又因为Kd5－16 解：

311cos 所以 Rid2R 223rd331250.585rad33.54o R4700 传输系数Kdcoscos33.54o0.8

1输入电阻Rid11R4.7k2.35k 22 不产生负峰切割失真的条件是maR R RRL100.68 RRRL4.710 ma0.50.68，不产生负峰切割失真。

10.52 不产生惰性失真的条件是RC

ma RC4.71030.01106101031.48

21mama10.521.73

0.5 满足RC21mama，不产生惰性失真。

5－26 解： 对题中列出的三种现象的解释可能为干扰哨声、副波道干扰、交调干扰和互调干扰。这些干扰的产生都是由于混频器中的非线性作用产生了接近中频的组合频率对有用信号形成的干扰。从干扰的形成（参与组合的频率）可以将这四种干扰分开：干扰哨声是有用信号（fS）与本振（fO）的组合形成的干扰；副波道干扰就是由干扰（fn）与本振（fO）的组合形成的干扰；交调干扰是有用信号（fS）与干扰（fn）的作用形成的干扰，它与信号并存；互调干扰是干扰（fn1）与干扰（fn2）组合形成的干扰，有频率关系fSfn1fn1fn2。根据各种干扰的特点，就不难分析出题中的三种现象，并分析出形成干扰的原因。

（1）当接收信号1090kHz时，fS1090kHz，那么收听到的1323kHz的kHz。可以判断这是副波道干扰。由于信号就一定是干扰信号，fn1323kHz。由于 fS1090kHz，收音机中频fi465kHz，则fOfSfi1555kHz31102646kHz454kHzfi。2fO2fS2155521323因此，这种副波道干扰是一种四阶干扰，pq2。

（2）由于在接收1080kHz信号时，听到540kHz信号，因此，kHz。这是副波道干扰。fS1080kHz，fn540kHz，fOfSfi1545由于

kHz465kHzfi。因此，fO2fn15452540kHz15451080这是三阶副波道干扰，p1,q2。

（3）接收930kHz信号，同时收到690kHz和810kHz信号，但又不能单独收到其中的一个台，这里930kHz是有用信号的频率，即fS930kHz；690kHz和810kHz的信号应为两个干扰信号，故fn1690kHz，fn2810kHz。有两个干扰信号同时存在，可能性最大的是互调干扰。考察两个干扰频率与信号频率fS之间的关系，很明显

fSfn1930810kHz120kHz，fn1fn2810690kHz120kHz，满足fSfn1fn1fn2的频率条件，因而可以肯定这是一互调干扰。在混频器中由四阶项产生，在放大器中由三阶项产生，但都称为三阶互调干扰。

1、试画出下列三种已调信号的波形和频谱图。已知c>>

(1)v(t)= 5costcosct(V)；(2)v(t)= 5cos(c+)t；(3)v(t)=(5 + 3cost)cosct。

2、在如图所示的差分对管调制电路中，已知vc(t)= 360cos10  106t（mV），v(t)= 5cos2  103t（mV），VCC =｜VEE｜= 10 V，REE =15 k，晶体三极管很大，VBE(on)可忽略。试用开关函数求iC =（iC1 iC2）值。

3：一集电极调幅电路，如图例5-3所示。集电极电源电压为VCC0=24V，平均集电极电流Ico=20mA，调幅变压器次级的调制音频电压为vΩ=16.88sin2π×103t(V)，集电极效率η=80%，回路电压的Vcmo=21.6V。试求：

(1)调幅系数Ma；(2)最大集电极瞬时电压vCEmax；

(3)集电极平均输入功率（PD）av；

(4)调制信号源输出功率PΩ；(5)未调制时载波功率（P0）0；(6)已调波的平均输出功率(P0)av；

4、包络检波电路如图所示，二极管正向电阻Rd＝100Ω．F＝(100一5000)Hz。图(a)中Mamax=0.8；图(b)中Mamax=0.3。试求图(a)中电路不产生负峰切割失真和惰性失真的C和Ri2值。图(b)中当可变电阻R2的接触点在中心位置时，是否会产生负峰切割失真?

5.有一载波输出功率等于15W的集电极被调放大器，ma=1时，它在载波点的集电极效率ηT=75%；求： 1)、直流输入功率P=T，2)、未调时的集电极耗散功率Pc，3)、调制器供给的调制功率PcΩ 4)、边带功率PDSB，5)、总输出功率Poav，6)、总输入功率P=av,，7)、集电极平均耗散功率Pcav，8)、集电极平均效率η

av。

1：(1)双边带调制信号(a)；(2)单边带调制信号(b)；(3)普通调幅信号(c)。

2：iC = iC1  iC2 =i0th(令xc其中I0vc)2VTVCM，i0 = I0 +i(t)VTVEE5VREEv(t)11mA，iΩ(t)Ω103cos(2π103t)(mA)3REE31i0[1103cos(2π103t)](mA)3V又xccm360mV13.8510

VT26mV则th(xc444cosct)K2(ct)cosctcos3ctcos5ct 2π3π5π所以

iCi0th(xc1cosct)[1103cos(2π103t)]K2(ct)23[1103cos(2π103t)][0.42cos(10π106t)0.14cos(30π106t)0.084cos(50π106t)](mA)3：(1)当线性调制时

(2)集电极调幅时ξ不变，因此当Vcmo=21.6V时

VCCmax=VCC0+VΩm=24+16.88V=40.88V VCEmax=VCCmax(1+ξ)=40.88×1.9V=77.7V(3)

（4）（5）

（6）

4、解：(1)图(a)中，已知RL = RL1 + RL2 = 5 k，max = 2  5000 rad/s，Mamax = 0.8，根据不产生惰性失真条件，得

C1Ma2maxRLΩmaxMamax4775pF

(2)根据不产生负峰切割失真条件得 ZL() MaZL(0)=MamaxRL = 4 k

因为ZL()= RL1 + RL2 // Ri2，Mamax = 0.8

故不产生负峰切割失真。5、直流输入功率PTPOT15W20W

T075未调时的集电极耗散功率PcTPTPOT2015W5W 调制器供给的调制功率Pc22ma1PT20W10W

222边带功率PDSB1PoT115W7.5W

总输出功率PoavPoTPDSB157.5W22.5W 总输入功率PoavmP＝T（1a）201.5W30W

22集电极平均耗散功率PcavP＝avPoav30W－22.5W7.5W 集电极平均效率ηav。avPOav22.575％

P＝av30第六章 角度调制与解调习题解答

6－1 解：（1）最大频偏fmkfUm5210kHz

调制指数mf

（2）最大相移mkpUm2.525rad

6－2 解：t2106t10cos2000t

Ctmcos2000tCtt

由式可知：

（1）最大频偏

fm105 F2 ft1dt120000sin2000t 2dt2tHz

104sin2000 所以 fm104Hz

（2）最大相偏

由t公式可见

m10rad

（3）信号带宽

已知：F1kHz,mf10，可求得B，所以

B2mf1F210110322kHz

（4）单位电阻上地信号功率

不论是FM还是PM信号，都是等幅信号，其功率与载波功率相等。所以

1U2110250W

P2R21（5）由于不知调制信号形式，因此仅从表达式无法确定次信号是FM波还是PM波。

6－3 解：由题意可知：

t2kfu26103cos2103t29103cos3103t

tt'dt'6sin2106t6sin3103t

0t 所以

uFM5cos2107t6sin2103t6sin3103tV

6－4 解：（1）已知调制信号为utUcos2103tV，即F1kHz，对于FM信号，由于mf10，所以BS2mf1F210110322kHz

对于PM信号，mp10，所以

BS2mp1F210110322kHz

（2）对于FM波：

fmkfU，mffmFkfUF

若U不变，F增大一倍，则fm不变，mf减半，即mf5，因此

BS2mf1F251210324kHz

对于PM波：mpkfU，mp不变，因此

BS2101210344kHz

（3）F不变，U增大一倍。

对于FM波：fm和mf增大一倍，即mf20，因此

BS2mf1F220110342kHz

对于PM波：mp也增加一倍，即mp20，因此

BS2mp1F220110342kHz

（4）F和U均增加一倍，对于FM波，mf不变，因此

BS2mf1F2101210344kHz

对于PM波：mp增大一倍，因此

BS2mp1F2201210384kHz

6－5 解：变容二极管等效电容Cjt为

CjtCOu1UDCOUut1QUD22563cos104t10.612

67.810.5cos10t412CjQ1mcostpF

因为是全接入，故有

tC1mcost2CCmcost2mcos2t 其中： C 1LCjQ1210667.8101285.9106rad/s

2m1111CC2mC285.9106106rad/s161622222m

因而有：

2mC11185.910610.7106rad/s222C85.910613.7MHz

（1）fC22C106159kHz

（2）fC22m10.71061.7MHz

（3）fm22fm1.7106（4）kf5.7105Hz/V

U3（5）kf2

6－12 解：（1）该变容管调频电路的交流等效电路如下图所示。

2m11111m10.094 m42442

由图所示交流等效电路可知，该电路中C1,C2,L2和变容二极管是参加振荡 的回路元件，Cj随ut变化从而改变振荡频率获得调频波。

图中L1,L3为高频扼流圈，阻止高频信号进入电源和调制源。1000pF和

0.01pF的电容为高频旁路电容，电阻均为偏置。

（2）因为 fO12L2CCjoUO1UD

20610.63 COpF0.015pF

CC1C2C0150.015pF0.015pF

C1C2C1CjoC2Co1510.01550.01511H0.6H

42fo2C43.1423601060.015 所以L2（3）因为fmm812m2KfO

8C1C2C1C2 p0.98

C1C2COC1C2 COCjoUO1UD20610.63pF0.015pF

Kp2CO0.0150.9827.58103 2C20.95 mU0.0011.5104

UDU060.61 所以 fm31.5104831321.5108

8kHz

7.58103360106Hz1.341

6－13 解：（1）当U0.1V，2103rad/s时，变容二极管作为回路总电容，其电容值为：

CjCjQ1mcost

式中，mUUDUQ为电容调制度。mU0.10.01

UDUQ19 因为m很小，回路的谐振角频率与ut的关系可表示为

 tC1mcostCt

2 式中，t2mCcost。

并联谐振回路在失谐不很大的条件下，输出电压相移可表示为

arctan2Q 当Ct

t时，可认为tan，可得 6

2QCtt2QQmcostmpcost tC 即 mpQm2020.010.4fmmpF0.4103400Hz

（2）若U0.1V，4103rad/s时，同理

mUUDUQ0.01

mpQm2020.010.4

fmmpF0.42103800Hz

（3）若U0.05V，2103rad/s时，mUUDUQ0.00

5mpQm2020.0050.2fmmpF0.2103200Hz

6－15 解：（1）由题意可知：

fC154010MHz100MHz

所以 fC110MHz

fm1510kHz75kHz

所以 fm11.5kHz

（2）放大器1的中心频率为f110MHz，通频带

B2fm2F21.5215kHz33kHz

放大器2的中心频率为f2100MHz，通频带

' B2fm2F21.5510215kHz180kHz

例

1、某调频振荡器的主振频率fOSC=1MHz，频偏Δfm=2kHz。现需要载频fC=96MHz，偏频Δfm=75kHz的调频信号。试画出频率变换方框图。解：采用倍频混频法。需扩大的频偏为75/2=37.5倍，但倍频器是输出频率为输入频率整数倍的电路，所以先将2kHz的频偏用二分频器分频，得到频偏为1kHz。这样需要扩大的频偏为75/1=75倍。再用级联的方法可得如下框图：

例

2、在一窄带调频中，晶体振荡器载波频率为200kHz，调制信号频率为100Hz。为了保证线性调频，矢量叠加调相器的调制指数mP取0.144rad。如果发射机要求75kHz的频偏，如何实现载波为90MHz的调频广播？

75k520814.4mIndirectFMFmp0.144NfmmFF0.14410014.4ft5208200k1041.6MHz解：

倍频加变频

1、有一谐振功率放大器，已知VCC＝12V，回路谐振阻抗Re＝130Ω，集电极效率η＝74.5％，输出功率P0＝500mW。现在为了提高η，在保持VCC、Re、P0不变的条件下，将通角减小到60°，并使放大器工作到临界状态。（1）试分析放大器原来的工作状态。（2）计算η提高的百分比和φ＝60°时的效率。（3）试求集电极损耗功率PC减少了多少？（4）分析采取什么措施才能达到上述目的？

2、有一个工作频率为20MHz的谐振放大器，采用高频率功率管3DA14B，VCC=24V，实际测得的天线等效负载rA为50Ω，输出功率PA为1.5W，集电极高频电压有效值VC为16.3V，ICO为82mA，VBB=0V，Vbm为7.5V，放大器的集电极回路采用π型网络，基极在零偏压工作。

（1）试画出集电极采用并联馈电的实用电路；

（2）设回路效率ηk为0.92，试求放大器的集电极效率ηc，谐振回路阻抗Re，并检验三极管是否安全工作。

（3）已知管子的输出电容C0为60pF，试求π型网络的各元件值。

第二篇：教材的高频小信号谐振放大器习题解1

第一章 高频小信号谐振放大器习题解答

1－1解：（1）这是纯LC串联谐振回路，信号和负载采用了简单等效模型。画出电路图。

根据空载品质因数的公式得（注意：空载品质因数的定义为不考虑信号源的内阻和负载的阻抗，只考虑L的内阻。）

根据串联LC谐振回路公式，Qo1RoCo1212

521.51061001012（2）根据中心频率的公式，f。可以得到Lo11H113H 22226124foC41.51010010（3）谐振时，L,C等效为短路线，电压信号直接接在了R上。

回路电流 IoUms1mV0.2mA R5（4）电感上电压与电容上电压振幅相等，方向UComULomQoUms212Ums212mV相反。振幅为：或由公式：ULomIoXL0.2103L1LC

1－2解：1-1端短路时，谐振时，o所以:L

111Q100 又因为 : 253H22612rCoC21010010o所以 r1115.9 oQC210610010121001-1端接Zx时，Zx为Rx和Cx的串联，CCx200Cx100,100;解得：Cx＝200pF，CCx200CxLL由于：Q0＝0，QL＝0rRLQr501所以：L＝＝＝，QL50,RL＝（r＋Rx）＝2r

Q0RL1002210625310－6解得：RX＝r＝＝＝15.9Q01000L因而，未知阻抗由15.9的电阻与200pF得电容串连组成。1－4 解：C'C2CL22pF

所以接入系数

C'221p' CC120222把RL折合到回路两端，得：

R'oRo95k11.25k 24pC1C'2022又 CCS5pF18.3pF

2022C1C'谐振频率为fP12LC120.81018.310612Hz41.6MHz

谐振阻抗为RPQoPL100241.61060.810620.9k

总电导为

1111116g'S236.710S 333RSRLRP101011.251020.910因而 R最后得QL14.2k g1120.2

236.7106241.61060.8106gPLB2f0.7fP2.06MHz QL11111－6（1）证明：因为回路总电导g；B2f0.7 RRSRPRLfO B;QLROC

QLBfOfOfO2f0.7 QLROCR2fOC1g4f0.7C R 证毕。

6124（2）g4f0.7C6.286102010S7.53610S1111 因为：gRRRRgsgpgL

SPL1111144g7.53610S5.53610S33RLRPRS10101010RL11.8k 45.536101－9（1）Y参数等效电路图：

gp为LC谐振回路的损耗电导。

P1=5/20=1/4;P2=5/20=1/4 因为空载品质因数Q011gp3.7191050L1-3gp0L1-3Q02ggpp12goep2gie21120010628601061616

228.44106(s)3.719105p1p2yfeg11451034412.3 6228.4410而AuoQL10L13g116.278210.71064106228.44106f010.7106B0.657106HZ

QL16.278 在LC 谐振回路接入三极管激励和后面的负载后，空载品质因数Q0的公式中的f0是考虑了前后三极管中等效电容后形成的总电容决定的中心工作频率。而电容C为C总。电感一般就是电路中只有一个电感。三极管等效中没有感抗，所以不用考虑。在使用公式时注意电容要使用总值。

1－10解：（1）Y参数等效电路图如下：

（2）回路的谐振电阻

RPQLOL1006.28301061.510628.3k115g3.53810S

P3RP28.310两级电路采用相同的晶体管，即gie1gie22.8ms 则回路的总电导为（p1N1/N11,p2N2/N11/4）

2ggPp12goep2gie20.035381030.21030.252.81030.41103S2（3）回路的总电容为

C12fO2L123010621.510618.78pF

（4）根据电压增益的表达式得 Auo（5）

p1p2yfeg10.254527.44

0.41fog'g'fo因为：B;QL0C2C所以：g'B2C101066.2818.7810121.18msg并g'g1.180.410.77msR并11.3kg并1－12解：（1）两级功放总增益为： AuoAuo110100 两级功放总通频带为：

BB12140.642.56MHz

（2）为保持总通频带为4MHz，则单级通频带必须增加，即： B'112B'211246.25MHz 0.64（3）因为根据结论放大器的增益带宽积基本保持不变，则此时单级放大器的增益应为

' Auo1B1Auo14106.4 '6.25B12'2)6.440.9 两级总增益为：Auo'(Auo1解法二：如果两级级联后的带宽总值为4MHZ,说明每一级的带宽不是4MHZ,如果三极管组成电路结构不变，而且是并联谐振回路的LC数值不变，只可能并联的负载值R变化才能让带宽改变，中心频率f。不变，总电导改变了。那现在的总增益为多少？ 原增益Auo(原)p1p2yfe;Auo(现)

g（原）g（现）p1p2yfeAuo(原)g（现）所以： Auo(现)g（原）B（原）1f0QL(原)f0f00Lg（原）10Lg（原）B（现）1f0QL(现)f0f00Lg（现）10Lg（现）4B1(原)g(原)AUO(现)..... 6.25B1(现)g(现)AUO(原)g(原)AUO(现)AUO(原)g(现)4106.46.252

A总(现)AUO(现)6.4240.9

第三篇：高频小信号谐振放大器

高频小信号谐振放大器实训电路

高频小信号谐振放大器实训电路

高频小信号谐振放大器的输入、输出波形图 高频小信号谐振放大器实训电路

高频小信号谐振放大器的幅频特性曲线

第四篇：高频小信号单调谐振放大器

摘 要

本次电子线路设计对高频调谐小信号放大器，LC振荡器，高频功放电路设计原理作了简要分析，研究了各个电路的参数设置方法。并利用其它相关电路为辅助工具来调试放大电路，解决了放大电路中经常出现的自激振荡问题和难以准确的调谐问题。同时也给出了具体的理论依据和调试方案，从而实现了快速、有效的分析和制作高频放大器，振荡器和功放电路。

高频小信号谐振放大电路是将高频小信号或接收机中经变频后的中频信号进行放大，已达到下级所需的激励电压幅度。LC振荡器的作用是产生标准的信号源。高频功放的作用是以高的效率输出最大的高频功率。三部分都是通信系统中无线电收发信机所用到的技术，所以在现实生活中具有着相当广泛的应用。

关键词：高频小信号放大器；LC振荡器；高频功放电路；放大电路

I

ABSTRACT

The electronic circuit design of high-frequency tuned small-signal amplifier, LC oscillator, high-frequency power amplifier circuit design principles briefly analyzed to study the various circuit parameters to set methods.And to use other related tools to debug the circuit for the auxiliary amplifier circuit solve the amplifier circuit that often appear in self-oscillation problems and difficult to accurately tuning problems.Also given in detail the theoretical basis and debug programs in order to achieve a rapid, effective analysis and production of high-frequency amplifiers, oscillator and power amplifier circuits.High-frequency small-signal amplification circuit is the resonant frequency small-signal or a receiver through the frequency of IF signals, after amplification, has reached the lower the required excitation voltage amplitude.The role of the LC oscillator is to generate a standard signal source.The role of high-frequency power amplifier's efficiency is the largest high-frequency power output.Three parts are the communication systems used by the radio transceiver technology, so in real life, with a fairly wide range of applications.Key words: high-frequency small-signal amplifier;LC oscillator;high-frequency power amplifier circuit;amplifier circuit II

目 录 设计任务与总体方案………………………………………………………………1 1.1设计任务…………………………………………………………………… 1 1.2总体方案简述……………………………………………………………… 2 2 电路的基本原理……………………………………………………………………3 2.1电路的基本原理………………………………………………………3 2.2 主要性能指标及测试方法……………………………………………5 3 电路的设计与参数的计算…………………………………………………………8 3.1电路的确定…………………………………………………………………8 3.2参数计算……………………………………………………………………8 4 电路的仿真………………………………………………………………………10 4.1 电路仿真……………………………………………………………………10 5实物的制作与调试………………………………………………………………12 5.1元件的焊接…………………………………………………………………12 5.2电路板的调试………………………………………………………………12 结束语………………………………………………………………………………13 致谢…………………………………………………………………………………14 参考文献……………………………………………………………………………15 附录 A电路原理图………………………………………………………………16 附录B PCB图………………………………………………………………………17 附录C 实物图…………………………………………………………………… 18 附录D 元器件清单…………………………………………………………………19 设计任务与总体方案

1．1 设计任务

一．设计要求

要求有课程设计说明书，并制作出实际电路。

二．技术指标

已知条件：电源电压VCC12V，负载电阻RL1K。

。主要技术指标：中心频率

f010MHz，电压增益Au35dB(56倍)三．实验仪器设备

高频信号发生器

数字存储示波器

无感起子

数字万用表

1台 1台 1把 1台 1台 12V直流稳压电源

1.2 总体方案简述

高频小信号放大器是通信设备中常用的功能电路，它所放大的信号频率在数百千赫至数百兆赫。高频小信号放大器的功能是实现对微弱的高频信号进行不失真的放大，从信号所含频谱来看，输入信号频谱与放大后输出信号的频谱是相同的。

高频小信号放大器的分类：

按元器件分为：晶体管放大器、场效应管放大器、集成电路放大器;按频带分为：窄带放大器、宽带放大器;按电路形式分为：单级放大器、多级放大器;按负载性质分为：谐振放大器、非谐振放大器;其中高频小信号调谐放大器广泛应用于通信系统和其它无线电系统中，特别是在发射机的接收端，从天线上感应的信号是非常微弱的，这就需要用放大器将其放大。高频信号放大器理论非常简单，但实际制作却非常困难。其中最容易出现的问题是自激振荡，同时频率选择和各级间阻抗匹配也很难实现。本文以理论分析为依据，以实际制作为基础，用LC振荡电路为辅助，来消除高频放大器自激振荡和实现准确的频率选择；另加其它电路，实现放大器与前后级的阻抗匹配。

高频小信号放大器的功用就是无失真的放大某一频率范围内的信号。最常用的是窄带放大器，它是以各种选频电路作负载，兼具阻抗变换和选频滤波功能。对高频小信号放大器的基本要求是：（1）增益要高，即放大倍数要大。

（2）频率选择性要好，即选择所需信号和抑制无用信号的能力要强，通常用Q值来表示，其频率特性曲线如图1.2．1所示,带宽BW=f2-f1= 2Δf0.7，品质因数Q=fo/2Δf0.7.（3）工作稳定可靠，即要求放大器的性能尽可能地不受温度、电源电压等外界因素变化的影响，内部噪声要小，特别是不产生自激，加入负反馈可以改善放大器的性能。反馈导纳对放大器谐振曲线的影响如图1.2．2所示。

图1．2．1频率特性曲线 图1．2．2反馈导纳对放大器谐振曲线的影响

（4）前后级之间的阻抗匹配，即把各级联接起来之后仍有较大的增益，同时，各级之间不能产生明显的相互干扰。电路的基本原理

2.1 电路基本原理

图2．1．1所示电路为共发射极接法的晶体管小信号调谐回路谐振放大器。它不仅要放大高频信号，而且还要有一定的选频作用，因此，晶体管的集电极负载为LC并联谐振回路。在高频情况下，晶体管本身的极间电容及连接导线的分布参数会影响放大器的输出信号的频率或相位。晶体管的静态工作点由电阻RB1和RB2以及RE决定，其计算方法与低频单管放大器相同。

图2．1．1

放大器在谐振时的等效电路如图2．1．2所示，晶体管的4个y参数分别如下：

输入导纳：

(2-1)输出导纳：(2-2)正向传输导纳：(2-3)反向传输导纳： 式中，(2-4)为晶体管的跨导，与发射极电流的关系为：

（2-5）

为发射结电导，与晶体管的电流放大系数及

有关，其关系为

(2-6)为基极体电阻，一般为几十欧姆；为集电极电容，一般为几皮法；为发射结电容，一般为几十皮法至几百皮法。

图2.1.2 晶体管在高频情况下的分布参数除了与静态工作点的电流测试条件一定的情况下测得的。

图2.1.2所示的等效电路中，p1为晶体管的集电极接入系数，即

，电流放大系数有关外，还与工作角频率w有关。晶体管手册中给出了的分布参数一般是在(2-7)式中，N2为电感L线圈的总匝数；p2为输出变压器Tr0的副边与原边匝数比，即

(2-8)式中，N3为副边总匝数。为谐振放大器输出负载的电导。通常小信号谐振放大器的。下一级仍为晶体管谐振放大器，则将是下一级晶体管的输入电导的表达式为 由图2.1.2可见，并联谐振回路的总电导

式中，为LC回路本身的损耗电导。

2.2主要性能指标及测量方法

表征高频小信号谐振放大器的主要性能指标有谐振频率所示电路可以粗略测各项指标。，谐振电压放大系数Avo，放大器的通频带BW及选择性（通常用矩形系数Kr0.1），采用2.2.图2.2.1 输入信号输入信号如下。

由高频小信号发生器提供，高频电压表，分别用于测量与输出信号的值。直流毫安表mA用于测量放大器的集电极电流两端输出波形。谐振放大器的性能指标及测量方法的值，示波器监测负载

1.谐振频率

放大器的谐振回路谐振时所对应的频率

称为谐振频率。的表达式为：

(2-10)式中，L为谐振放大器电路的电感线圈的电感量；的表达式为：

(2-11)

式中，谐振频率为晶体管的输出电容；

为晶体管的输入电容。，输出电压

为谐路的总电容，的测试步骤是，首先使高频信号发生器的输出频率为为几毫伏；然后调谐集电极回路即改变电容C或电感L使回路谐振。LC并联谐振时，直流毫安表mA的指示为最小（当放大器工作在丙类状态时），电压表指示值达到最大，且输出波形无明显失真。这时回路谐振频率就等于信号发生器的输出频率。

2.电压增益

放大器的谐振回路所对应的电压放大倍数Avo称为谐振放大器的电压增益.Avo的表达式为：

(2-12)的测量电路如图2.2.1所示，测量条件是放大器的谐振回路处于谐振状态。计算公式如下：

(2-13)

3.通频带

由于谐振回路的选频作用，当工作频率偏离谐振频率时，放大器的电压放大倍数下降，习惯上称电压放大倍数Av下降到谐振电压放大倍数时所对应的频率范围称为放大器的通频带BW，其表达式为：

(2-14)的0.707倍 7

式中，为谐振放大器的有载品质因素。

与通频带BW的关系为：

(2-15)分析表明，放大器的谐振电压放大倍数上式说明，当晶体管确定，且回路总电容为定值时，谐振电压放大倍数与通频带BW的乘积为一常数。

通频带的测量电路如图2.2.1所示。可通过测量放大器的频率特性曲线来求通频带。采用逐点法的测量步骤是：先使调谐放大器的谐振回路产生谐振，记下此时的与，然后改变高频信号发生器的频率（保持Vs不变），并测出对应的电压放大倍数Av，由于回路失谐后电压放大倍数下降，所以放大器的频率特性曲线如图2.2.2所示：

图2.2.2 由BW得表达式可知：(2-16)通频带越宽的电压放大倍数越小。要想得到一定宽度的通频带，同时又能提高放大器的电压增益，由式可知，除了选用调谐回路的总电容量。4.矩形系数

谐振放大器的选择性可用谐振曲线的矩形系数Kr0.1来表示，如图2．2.2较大的晶体管外，还应尽量减少 8

所示，矩形系数Kr0.1为电压放大倍数下降到0.1Avo时对应的频率范围与电压放大倍数下降到0.707

时对应的频率偏移之比，即

(2-17)上式表明，矩形系数Kr0.1越接近1，临近波道的选择性越好，滤除干扰信号的能力越强。可以通过测量图3-2-2所示的谐振放大器的频率特性曲线来求得矩形波系数Kr0.1。电路的设计与参数计算

3.1 电路的确定

电路形式如图2.3.1所示。

图2.3.1

3.2参数计算

静态工作点的确定

由于设计要求中心频率

f010MHz，电压增益Au35dB(56倍)，且电压增益不是很大，选用晶体管9018在性能上可以满足需要。晶体管选定后，根据高频小信号谐振放大器应工作于线性区，且在满足电压增益要求的前提下，IEQ应尽量小些以减小静态功率损耗。值得注意的是，IEQ变化会引起Y参数的变化。

这里采用IEQ等于1mA进行计算，看是否能满足增益的需要，否则将进行调整。晶体管用9018，β=50。查手册可知，9018在Vcegoe200us10VIE、2mAgie时，2860us，,coe7pf，cie19pf，yfe45ms，yre0.31ms。

(1)设置静态工作点

由于放大器是工作在小信号放大状态，放大器工作电流 ICQ一般在0.8－2mA 之间选取为宜。

设计电路中取:ICQ因为：VEQIEQReVBQVEQVBEQ1.5mA 任取合适的Re的值。

(2-18)(2-19)(2-20)VCEQVCCVEQ R2而 IBQVBQICQ5~10IBQ(2-21)CC(2-22)VBQR2VBQ因为：R1V(2-23)则R1可用30kΩ电阻和100kΩ电位器串联,以便调整静态工作点。

(2)计算谐振回路参数

根据要求应由谐振频率选取电感L，中心频率即电容C6 50pFfo10MHz取电容为50pF,.L1(2f0)C2由公式

得L25uH。

(2-24)

(3)确定输入耦合回路及高频滤波电容

高频小信号谐振放大器的输入耦合回路通常是 指变压器耦合的谐振回路。由于输入变压器Tri原边谐振回路与放大器谐振回路的谐振频率相等，也可以直接采用电容耦合，高频耦合电容一般选择瓷片电容。

4电路的仿真与结果

4.1电路的仿真与结果

(1)利用MULTISIM绘制出如图4.1.1所示的仿真实验电路

图4.1.1 仿真电路

(2)设置函数信号发生器的参数，如4.1.2图所示。

图4.1.2

（3）设置好参数后，打开仿真开关，从示波器上两个通道观察输出波形以及与输入信号的关系。如4.1.3图所示。

图4.1.3输出波形

按照设计要求调节中周。利用仪器测得各指标如下：

f0=10MHz Ａvo＝34dB 仿真数据分析：在误差允许范围里，仿真测量所得数据与理论值相等。

5实物的制作及调试

5.1 元件的焊接

经过仿真后，根据原理图将元件一一通过检测之后焊接在面包板上，然后正确连上导线。

焊接之前一定要确定每个元件都要能正常工作，元件更不能接反，如可变电容的引脚，电位器三个脚中有效地两个脚都必须事先了解后才接入电路，焊接好连号导线后，还必须要用万用表确定线路是否连接好。焊接完成后，还要检查是否有短路。

5.2 电路板的调试

先在实验箱上调试出一个号。

调节可变电容和定位器可以调节频率及放大倍数，当调节可变电容或定位器频率没有变化时，很可能是晶体管坏了或者是某电容坏了，用万用表测试并检查电路，可以找出问题所在。如果信号的频率偏大或偏小，可以调节可变电容或者可变电感使频率达到10MHz。如果放大倍数太大或太小，可以调节定位器改变放大倍数，以达到要求的放大倍数。

若电路没有问题，调节可变电容及定位器后，在输出端可以得到一个频率为10MHz左右，放大倍数为56倍左右的信正弦波号。

f010MHz，Vpp100mV的信号。再将电路板接通+12V的电源，并接入调试好的输入信号，在显示器上可以看到一个正弦波信

结束语

不知不觉本次课程设计已接近尾声，通过这一课程设计，我掌握了独立搜集资料、思考分析问题的能力和独立学习的能力，使自己无论在今后的学习中还是工作中遇到困难的时候都能自己将其解决。同时，对书理论知识有了更深刻的了解。

完成这一课设后，我对高频小信号放大器也有了更深刻地理解。高频小信号放大器广泛用于广播,电视,通信,测量仪器等设备中.高频小信号放大器可分为两类:一类是以谐振回路为负载的谐振放大器;另一类是以滤波器为负载的集中选频放大器.它们的主要功能都是从接收的众多电信号中,选出有用信号并加以放大,同时对无用信号,干扰信号,噪声信号进行抑制,以提高接收信号的质量和抗干扰能力.高频小信号调谐放大器是高频电子线路中的基本单元电路,主要用于高频小信号或微弱信号的线性放大。在本次课设中，我了解了高频小信号放大器的特点： ① 放大小信号,晶体管工作在线性范围内(甲类放大器)② 信号的中心频率一般在几百kHz到几百MHz,频带宽度在几khz到几十MHz,为频带放大器,故必须用选频网络。

在测试过程中，我不断利用课堂所学理论知识调整电路，并最终实现设计目的过程使自己从另一个层面更形象地理解了理论，对于理论与实践的关系也有了新的认识。曾经的学习只停留在书本上，但课程设计使我更充分的接触到了实际。

致 谢

本次课程设计，能够顺利的完成，多亏老师和同学的指导和帮助。放大器的设计及制作在所有课题里是相对简单的，但实际做起来并没有我们想的那么容易。从原理图与参数的设计到面包板的制作。我们遇到了很大的困难，特别是在参数设置时，相对低频放大，高频放大的参数设置要复杂的多，在使用MULTISIM进行仿真时，我们遇到了许多的问题，经过我们组的成员共同努力，和同学们的交流和耐心的指导，我们才顺利完成任务，在此我我们向他表示我们衷心的感谢。

课程设计的完成，还要感谢实验室老师的耐心指导以及老师给我们提供的各种参考文献，在老师的严格要求下，这次的实际操作让我学到了很多从书本上学不到却终身受益的知识，良好的学习习惯，端正的学习态度。这为我以后的学习和工作打下了良好的基础，更好的去面对社会，适应社会，在此，再次向老师献上我们最真诚的谢意，“老师您辛苦了”！

在此特别感谢张松华老师一学期来对我们的的耐心教学及环环引导让我们对高频电子线路设计的学习变得生动有趣！

参考文献

[1] 康华光.电子技术基础 模拟部分(第五版)[M].北京：高等教育出版社，2006 [2] 谢自美.电子线路设计·实验·测试(第三版)[M].武汉：华中科技大学出版社，2006 [3] 邱光源.电路(第五版)[M].北京：高等教育出版社，2011 [4] 胡宴如，耿苏燕.高频电子线路 [M].北京：高等教育出版社，2012

附录A 电路原理图

附录B PCB图

附录C 实物图

附录D 元器件清单

元件名称 元件大小 元件数量 电阻 62K 一个 电阻 33K 一个 电阻 50K 电阻 1K 电位器 10K 电位器 50K 电容 100nF 电容 10nF 电容 100pF 可变电容 30pF 电感 470uH 中周 三级管3DJ6 20

一个 一个 一个 一个 一个 三个 一个 一个 一个 一个 一个

第五篇：高频小信号谐振放大器理论

2.2 总体方案简述

高频小信号放大器的功用就是无失真的放大某一频率范围内的信号。按其频带宽度可以分为窄带和宽带放大器，而最常用的是窄带放大器，它是以各种选频电路作负载，兼具阻抗变换和选频滤波功能。对高频小信号放大器的基本要求是：

（1）增益要高，即放大倍数要大。

（2）频率选择性要好，即选择所需信号和抑制无用信号的能力要强，通常用Q值来表示，其频率特性曲线如图-1所示,带宽BW=f2-f1= 2Δf0.7，品质因数Q=fo/2Δf0.7.（3）工作稳定可靠，即要求放大器的性能尽可能地不受温度、电源电压等外界因素变化的影响，内部噪声要小，特别是不产生自激，加入负反馈可以改善放大器的性能。

（4）阻抗匹配。

第三章

电路的基本原理及电路的设计

3.1 电路基本原理

图3-1-1所示电路为共发射极接法的晶体管小信号调谐回路谐振放大器。它不仅要放大高频信号，而且还要有一定的选频作用，因此，晶体管的集电极负载为LC并联谐振回路。在高频情况下，晶体管本身的极间电容及连接导线的分布参数会影响放大器的输出信号的频率或相位。晶体管的静态工作点由电阻RB1和RB2以及RE决定，其计算方法与低频单管放大器相同。

图3-1-1 放大器在谐振时的等效电路如图3-1-2所示，晶体管的4个y参数分别如下：

输入导纳：

输出导纳：

正向传输导纳：

反向传输导纳： 式中，为晶体管的跨导，与发射极电流的关系为：

为发射结电导，与晶体管的电流放大系数及有关，其关系为

为基极体电阻，一般为几十欧姆；

为集电极电容，一般为几皮法；为发射结电容，一般为几十皮法至几百皮法。

图3-1-2

，电流放大系晶体管在高频情况下的分布参数除了与静态工作点的电流数有关外，还与工作角频率w有关。晶体管手册中给出了的分布参数一般是在测试条件一定的情况下测得的。

图3-1-2所示的等效电路中，p1为晶体管的集电极接入系数，即

式中，N2为电感L线圈的总匝数；p2为输出变压器Tr0的副边与原边匝数比，即

式中，N3为副边总匝数。

为谐振放大器输出负载的电导。通常小信号谐振放

。大器的下一级仍为晶体管谐振放大器，则由图3-1-2可见，并联谐振回路的总电导

将是下一级晶体管的输入电导的表达式为

式中，1.谐振频率 为LC回路本身的损耗电导。

放大器的谐振回路谐振时所对应的频率称为谐振频率。的表达式为：

式中，L为谐振放大器电路的电感线圈的电感量；

为谐路的总电容，3 的表达式为：

式中，谐振频率为晶体管的输出电容；

为晶体管的输入电容。，输出电的测试步骤是，首先使高频信号发生器的输出频率为压为几毫伏；然后调谐集电极回路即改变电容C或电感L使回路谐振。LC并联谐振时，直流毫安表mA的指示为最小（当放大器工作在丙类状态时），电压表指示值达到最大，且输出波形无明显失真。这时回路谐振频率就等于信号发生器的输出频率。

2.电压增益

放大器的谐振回路所对应的电压放大倍数Avo称为谐振放大器的电压增益.Avo的表达式为：的测量电路如图3-2-1所示，测量条件是放大器的谐振回路处于谐振状态。计算公式如下：

3.通频带

由于谐振回路的选频作用，当工作频率偏离谐振频率时，放大器的电压放大倍数下降，习惯上称电压放大倍数Av下降到谐振电压放大倍数时所对应的频率范围称为放大器的通频带BW，其表达式为： 的0.707倍

式中，为谐振放大器的有载品质因素。

分析表明，放大器的谐振电压放大倍数与通频带BW的关系为：

上式说明，当晶体管

确定，且回路总电容

为定值时，谐振电压放大倍数与通频带BW的乘积为一常数。

通频带的测量电路如图3-2-1所示。可通过测量放大器的频率特性曲线来求通频带。采用逐点法的测量步骤是：先使调谐放大器的谐振回路产生谐振，记下此时的与，然后改变高频信号发生器的频率（保持Vs不变），并测出对应的电压放大倍数Av，由于回路失谐后电压放大倍数下降，所以放大器的频率特性曲线如图3-3-2所示：

图3-2-2 由BW得表达式可知：

通频带越宽的电压放大倍数越小。要想得到一定宽度的通频带，同时又能提高放大器的电压增益，由式可知，除了选用调谐回路的总电容量。4.矩形系数

较大的晶体管外，还应尽量减少

谐振放大器的选择性可用谐振曲线的矩形系数Kr0.1来表示，如图3-2-2所示，矩形系数Kr0.1为电压放大倍数下降到0.1Avo时对应的频率范围与电压放大倍数下降到0.707

时对应的频率偏移之比，即

上式表明，矩形系数Kr0.1越接近1，临近波道的选择性越好，滤除干扰信号的能力越强。可以通过测量图3-2-2所示的谐振放大器的频率特性曲线来求得矩形波系数Kr0.1。

3.3 电路的设计与参数计算

3.3.1 电路的确定

电路形式如图3-3-1所示。

图 3-3-1

3.3.2参数计算

已知参数要求与晶体管3DJ6参数。

(1)设置静态工作点

取

IEQ=1mA, VEQ=1.5V, VCEQ=7.5V, 则

REVEQIEQ1.5K

RB2VBQ6IBQVBQ6ICQ18.3K ，取标称值18KΩ

RB1VCCVBQVBQRB255.6K

RB1可用30kΩ电阻和100kΩ电位器串联,以便调整静态工作点。

(2)计算谐振回路参数 {gbe}mS{IE}mA0.77mS

26mV

{gm}mS{IE}mA38mS 26mV

下面计算4个y参数，yiegbejCbe0.96mSj1.5mS

1rbb(gbejCbe)

因为yiegiejCie, 所以

gie0.96mS，rie11.5mS1k，Cie2.2pF gie

yoejCbcrbbgmjCbc0.06mSj0.5mS

1rbb(gbejCbe)

因为yoegoejCoe，所以

goe0.06mS，Coe

yfe0.5mS7pF

gm37mSj4.1mS

1rbb(gbejCbe)

故模

|yfe|3724.12mS37mS

回路总电容为

C

再计算回路电容

2CCp1Coep2Cie53.3pF，取标称值51pF

152.2pF

(2f0)2L输出耦合变压器Tr0的原边抽头匝数N1及副边匝数N3,即

N1p1N25匝，N3p2N25匝

(3)确定输入耦合回路及高频滤波电容

高频小信号谐振放大器的输入耦合回路通常是 指变压器耦合的谐振回路。由于输入变压器Tri原边谐振回路与放大器谐振回路的谐振频率相等，也可以直接采用电容耦合，高频耦合电容一般选择瓷片电容

⑴在无信号输入，仅有直流激励的情况下用电流表测量三极管发射极极电流，测得IEQ约为1mA。

⑵接入信号发生器，观察示波器输入输出波形，按照设计要求调节中周。利用仪器测得各指标如下：

f0=10MHz Ａvo＝34dB 仿真数据分析：在误差允许范围里，仿真测量所得数据与理论值相等。

4.2电路的安装与测试

将上述设计的元器件参数值按照图2-1所示电路进行安装。先调整放大器的静态工作点，然后再调谐振回路使其谐振。

调整静态工作点的方法是，不加输入信号（Vi=0），将C1的左端接地，将谐振回路的电容C开路，这时用万用表测量电阻Re两端的电压，调整电阻Rb1使Veq=1.5V(Ie=1mA)。记下此时电路的Rb1值及静态工作点Vbq、Vceq、Veq、及Ieq。

调谐振回路使其谐振的方法是，按照图5-1所示的测试电路接入高频电压表V1、V2，直流毫安表mA及示波器。再将信号发生器的输出频率置于fi=10MHZ，输出电压Vi=5mV。为避免谐振回路失谐引起的高反向电压损坏晶体管，可先将电源电压+Vcc降低，如使+Vcc=+6V。调输出耦合变压器的磁芯使回路谐振，即电压表V2的指示值达到最大，毫安表mA为最小且输出波形无明显失真。回路处于谐振状态后，再将电源电压恢复至+12V。

实验数据：

f0=9.7MHz Ａvo＝28dB

数据分析：

在误差允许范围内，中心频率的理论值与实际值一致，在放大器处于谐振状态下，电压放大倍数Avo放大倍数与理论值有一定的差距，导致误差的原因有如下几点：

（1）实物的实际值与理论值有一定的差距。如电阻电容的理论值与标称值不一致，并且电阻电容的标称值也有一定的误差。

（2）由于分布参数的影响，晶体管手册中给出的分布参数一般都是在测试条件一定 的情况下测得的。且分布参数还与静态工作电流及电流放大系数有关。放大器的 各项技术指标满足设计要求后的元器件参数值与设计计算值有一定的偏离。（3）性能指标参数的测量方法存在一定的误差。如在调谐过程中，我们通过直接观察波形的输出值的大小来确定电路是否调谐。这样调谐频率的测量值存在误差的同时，放大倍数的测量值也会产生误差。

（4）实验仪器设备的老化等也会导致电路调试过程中出现一定的误差。

（5）由于工作频率较高，高频小信号放大器容易受到外界各种信号的干扰，特别是射频干扰。通常采取的措施是把放大器装入金属屏蔽盒内（屏蔽盒与地线应接触良好）。但电路调试环境条件有限。