第一篇：开关电源保护电路_电源技术概要
开关电源保护电路_电源技术概要
评价开关电源的质量指标应该是以安全性、可靠性为第一原则。在电气技术指标满足正常使用要求的条件下，为使电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，必须设计多种保护电路，比如防浪涌的软启动，防过压、欠压、过热、过流、短路、缺相等保护电路。开关电源常用的几种保护电路 2.1 防浪涌软启动电路
开关电源的输入电路大都采用电容滤波型整流电路，在进线电源合闸瞬间，由于电容器上的初始电压为零，电容器充电瞬间会形成很大的浪涌电流，特别是大功率开关电源，采用容量较大的滤波电容器，使浪涌电流达100A以上。在电源接通瞬间如此大的浪涌电流，重者往往会导致输入熔断器烧断或合闸开关的触点烧坏，整流桥过流损坏；轻者也会使空气开关合不上闸。上述现象均会造成开关电源无法正常工作，为此几乎所有的开关电源都设置了防止流涌电流的软启动电路，以保证电源正常而可靠运行。
图1是采用晶闸管V和限流电阻R1组成的防浪涌电流电路。在电源接通瞬间，输入电压经整流桥（D1～D4）和限流电阻R1对电容器C充电，限制浪涌电流。当电容器C充电到约80％额定电压时，逆变器正常工作。经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号，使晶闸管导通并短路限流电阻R1，开关电源处于正常运行状态。
图1 采用晶闸管和限流电阻组成的软启动电路
图2是采用继电器K1和限流电阻R1构成的防浪涌电流电路。电源接通瞬间，输入电压经整流（D1～D4）和限流电阻R1对滤波电容器C1充电，防止接通瞬间的浪涌电流，同时辅助电源Vcc经电阻R2对并接于继电器K1线包的电容器C2充电，当C2上的电压达到继电器K1的动作电压时，K1动作，其触点K1.1闭合而旁路限流电阻R1，电源进入正常运行状态。限流的延迟时间取决于时间常数（R2C2），通常选取为0.3～0.5s。为了提高延迟时间的准确性及防止继电器动作抖动振荡，延迟电路可采用图3所示电路替代RC延迟电路。
图2 采用继电器K1和限流电阻构成的软启动电路
图3 替代RC的延迟电路
2.2 过压、欠压及过热保护电路
进线电源过压及欠压对开关电源造成的危害，主要表现在器件因承受的电压及电流应力超出正常使用的范围而损坏，同时因电气性能指标被破坏而不能满足要求。因此对输入电源的上限和下限要有所限制，为此采用过压、欠压保护以提高电源的可靠性和安全性。
温度是影响电源设备可靠性的最重要因素。根据有关资料分析表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10％，温升50℃时的工作寿命只有温升25℃时的1/6，为了避免功率器件过热造成损坏，在开关电源中亦需要设置过热保护电路。图4是仅用一个4比较器LM339及几个分立元器件构成的过压、欠压、过热保护电路。取样电压可以直接从辅助控制电源整流滤波后取得，它反映输入电源电压的变化，比较器共用一个基准电压，N1.1为欠压比较器，N1.2为过压比较器，调整R1可以调节过、欠压的动作阈值。N1.3为过热比较器，RT为负温度系数的热敏电阻，它与R7构成分压器，紧贴于功率开关器件IGBT的表面，温度升高时，RT阻值下降，适当选取R7的阻值，使N1.3在设定的温度阈值动作。N1.4用于外部故障应急关机，当其正向端输入低电平时，比较器输出低电平封锁PWM驱动信号。由于4个比较器的输出端是并联的，无论是过压、欠压、过热任何一种故障发生，比较器输出低电平，封锁驱动信号使电源停止工作，实现保护。如将电路稍加变动，亦可使比较器输出高电平封锁驱动信号。
图4 过压、欠压、过热保护电路
2.3 缺相保护电路
由于电网自身原因或电源输入接线不可靠，开关电源有时会出现缺相运行的情况，且掉相运行不易被及时发现。当电源处于缺相运行时，整流桥某一臂无电流，而其它臂会严重过流造成损坏，同时使逆变器工作出现异常，因此必须对缺相进行保护。检测电网缺相通常采用电流互感器或电子缺相检测电路。由于电流互感器检测成本高、体积大，故开关电源中一般采用电子缺相保护电路。图5是一个简单的电子缺相保护电路。三相平衡时，R1～R3结点H电位很低，光耦合输出近似为零电平。当缺相时，H点电位抬高，光耦输出高电平，经比较器进行比较，输出低电平，封锁驱动信号。比较器的基准可调，以便调节缺相动作阈值。该缺相保护适用于三相四线制，而不适用于三相三线制。电路稍加变动，亦可用高电平封锁PWM信号。
图5 三相四线制的缺相保护电路
图6是一种用于三相三线制电源缺相保护电路，A、B、C缺任何一相，光耦器输出电平低于比较器的反相输入端的基准电压，比较器输出低电平，封锁PWM驱动信号，关闭电源。比较器输入极性稍加变动，亦可用高电平封锁PWM信号。这种缺相保护电路采用光耦隔离强电，安全可靠，RP1、RP2用于调节缺相保护动作阈值。
图6 三相三线制的缺相保护电路
2.4 短路保护
开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，是影响开关电源可靠性的重要因素。IGBT（绝缘栅双极型晶体管）兼有场效应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶体管电压、电流容量大及管压降低的特点，是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件。IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率di/dt过大，由于漏感及引线电感的存在，导致IGBT集电极过电压，该过电压可在器件内部产生擎住效应使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。为了实现IGBT的短路保护，则必须进行过流检测。适用IGBT过流检测的方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic，然后与设定的阈值比较，用比较器的输出去控制驱动信号的关断；或者采用间接电压法，检测过流时IGBT的电压降Vce，因为管压降含有短路电流信息，过流时Vce增大，且基本上为线性关系，检测过流时的Vce并与设定的阈值进行比较，比较器的输出控制驱动电路的关断。
在短路电流出现时，为了避免关断电流的di/dt过大形成过电压，导致IGBT锁定无效和损坏，以及为了降低电磁干扰，通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。在检测到过流信号后首先是进入降栅保护程序，以降低故障电流的幅值，延长IGBT的短路承受时间。在降栅动作后，设定一个固定延迟时间用以判断故障电流的真实性，如在延迟时间内故障消失则栅压自动恢复，如故障仍然存在则进行软关断程序，使栅压降至0V以下，关断IGBT的驱动信号。由于在降栅压程序阶段集电极电流已减小，故软关断时不会出现过大的短路电流下降率和过高的过电压。采用软降栅压及软关断栅极驱动保护，使故障电流的幅值和下降率都能受到限制，过电压降低，IGBT的电流、电压运行轨迹能保证在安全区内。
在设计降栅压保护电路时，要正确选择降栅压幅度和速度，如果降栅压幅度大（比如7.5V），降栅压速度不要太快，一般可采用2μs下降时间的软降栅压，由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，在故障状态封锁栅极可快些，不必采用软关断；如果降栅压幅度较小（比如5V以下），降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免过电压发生。
为了使电源在短路故障状态不中断工作，又能避免在原工作频率下连续进行短路保护产生热积累而造成IGBT损坏，采用降栅压保护即可不必在一次短路保护立即封锁电路，而使工作频率降低（比如1Hz左右），形成间歇“打嗝”的保护方法，故障消除后即恢复正常工作。
下面介绍几种IGBT短路保护的实用电路及工作原理。
图7是利用IGBT过流时Vce增大的原理进行保护的电路，用于专用驱动器EXB841。EXB841内部电路能很好地完成降栅及软关断，并具有内部延迟功能，以消除干扰产生的误动作。含有IGBT过流信息的Vce不直接送至EXB841的集电极电压监视脚6，而是经快速恢复二极管VD1，通过比较器IC1输出接至EXB841的脚6，其目的是为了消除VD1正向压降随电流不同而异，采用阈值比较器，提高电流检测的准确性。如果发生过流，驱动器EXB841的低速切断电路慢速关断IGBT，以避免集电极电流尖峰脉冲损坏IGBT器件。
图7 采用IGBT过流时Vce增大的原理进行保护
图8是利用电流传感器进行过流检测的IGBT保护电路，电流传感器（SC）初级（1匝）串接在IGBT的集电极电路中，次级感应的过流信号经整流后送至比较器IC1的同相输入端，与反相端的基准电压进行比较，IC1的输出送至具有正反馈的比较器IC2，其输出接至PWM控制器UC3525的输出控制脚10。不过流时，VA
(a)电路原理图
(b)PWM控制电路的输出驱动波形图
图8 利用电流传感器进行过流检测的IGBT保护电路
图9是利用IGBT（V1）过流集电极电压检测和电流传感器检测的综合保护电路，电路工作原理是：负载短路（或IGBT因其它故障过流）时，V1的Vce增大，V3门极驱动电流经R2，R3分压器使V3导通，IGBT栅极电压由VD3所限制而降压，限制IGBT峰值电流幅度，同时经R5C3延迟使V2导通，送去软关断信号。另一方面，在短路时经电流传感器检测短路电流，经比较器IC1输出的高电平使V3导通进行降栅压，V2导通进行软关断。
图9 综合过流保护电路
图10是应用检测IGBT集电极电压的过流保护原理，采用软降栅压、软关断及降低工作频率保护技术的短路保护电路。
图10
正常工作状态，驱动输入信号为低电平时，光耦IC4不导通，V1，V3导通，输出负驱动电压。驱动输入信号为高电平时，光耦IC4导通，V1截止而V2导通，输出正驱动电压，功率开关管V4工作在正常开关状态。发生短路故障时，IGBT集电极电压增大，由于Vce增大，比较器IC1输出高电平，V5导通，IGBT实现软降栅压，降栅压幅度由稳压管VD2决定，软降栅压时间由R6C1形成2μs。同时IC1输出的高电平经R7对C2进行充电，当C2上电压达到稳压管VD4的击穿电压时，V6导通并由R9C3形成约3μs的软关断栅压，软降栅压至软关断栅压的延迟时间由时间常数R7C2决定，通常选取在5～15μs。
V5导通时，V7经C4R10电路流过基极电流而导通约20μs，在降栅压保护后将输入驱动信号闭锁一段时间，不再响应输入端的关断信号，以避免在故障状态下形成硬关断过电压，使驱动电路在故障存在的情况下能执行一个完整的降栅压和软关断保护过程。
V7导通时，光耦IC5导通，时基电路IC2的触发脚2获得负触发信号，555输出脚3输出高电平，V9导通，IC3被封锁，封锁时间由定时元件R15C5决定（约1.2s），使工作频率降至1Hz以下，驱动器的输出信号将工作在所谓的“打嗝”状态，避免了发生短路故障后仍工作在原来的频率下，连续进行短路保护导致热积累而造成IGBT损坏。只要故障消失，电路又能恢复到正常工作状态。结语 开关电源保护功能虽属电源装置电气性能要求的附加功能，但在恶劣环境及意外事故条件下，保护电路是否完善并按预定设置工作，对电源装置的安全性和可靠性至关重要。验收技术指标时，应对保护功能进行验证。
开关电源的保护方案和电路结构具有多样性，但对具体电源装置而言，应选择合理的保护方案和电路结构，以使得在故障条件下真正有效地实现保护。
文中所述的保护电路可以灵活组合使用，以简化电路结构和降低成本。
第二篇：LED开关电源保护电路介绍
LED开关电源保护电路介绍
一款好的LED开关电源除了需要稳定、高效、可靠外，电路的各种保护措施也必须精心设计，以避免在复杂环境条件下能够迅速的对电源电路和负载进行有效保护，本文介绍LED开关电源的几种常见保护电路。
1、过电流保护电路
在直流LED开关电源电路中，为了保护调整管在电路短路、电流增大时不被烧毁。其基本方法是，当输出电流超过某一值时，调整管处于反向偏置状态，从而截止，自动切断电路电流。如图1所示，过电流保护电路由三极管BG2 和分压电阻R4、R5组成。电路正常工作时，通过R4与R5的压作用，使得BG2 的基极电位比发射极电位高，发射结承受反向电压。于是BG2 处于截止状态(相当于开路)，对稳压电路没有影响。当电路短路时，输出电压为零，BG2 的发射极相当于接地，则BG2 处于饱和导通状态(相当于短路)，从而使调整管BG1 基极和发射极近于短路，而处于截止状态，切断电路电流，从而达到保护目的。
图2：LED开关电源输入过电流保护电路
2、过电压保护电路
直流LED开关电源中开关稳压器的过电压保护包括输入过电压保护和输出过电压保护。如果开关稳压器所使用的未稳压直流电源(诸如蓄电池和整流器)的电压如果过高,将导致开关稳压器不能正常工作,甚至损坏内部器件,因此LED开关电源中有必要使用输入过电压保护电路。图3为用晶体管和继电器所组成的保护电路，在该电路中，当输入直流电源的电压高于稳压二极管的击穿电压值时，稳压管击穿，有电流流过电阻R，使晶体管T导通，继电器动作，常闭接点断开，切断输入。输入电源的极性保护电路可以跟输入过电压保护结合在一起,构成极性保护鉴别与过电压保护电路。
图3：LED开关电源输入过电压保护电路
3、软启动保护电路
开关稳压电源的电路比较复杂，开关稳压器的输入端一般接有小电感、大电容的输入滤波器。在开机瞬间,滤波电容器会流过很大的浪涌电流,这个浪涌电流可以为正常输入电流的数倍。这样大的浪涌电流会使普通电源开关的触点或继电器的触点熔化,并使输入保险丝熔断。另外，浪涌电流也会损害电容器,使之寿命缩短,过早损坏。为此,开机时应该接入一个限流电阻,通过这个限流电阻来对电容器充电。为了不使该限流电阻消耗过多的功率，以致影响开关稳压器的正常工作,而在开机暂态过程结束后，用一个继电器自动短接它,使直流电源直接对开关稳压器供电，这种电路称之谓直流LED开关电源的“软启动”电路。
如图4(a)所示，在电源接通瞬间，输入电压经整流桥(D1～D4)和限流电阻R1对电容器C充电，限制浪涌电流。当电容器C充电到约80%额定电压时，逆变器正常工作。经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号，使晶闸管导通并短路限流电阻R1，LED开关电源处于正常运行状态。为了提高延迟时间的准确性及防止继电器动作抖动振荡，延迟电路可采用图4(b)所示电路替代RC延迟电路。
图4：LED开关电源软启动保护电路
4、过热保护电路
直流LED开关电源中开关稳压器的高集成化和轻量小体积，使其单位体积内的功率密度大大提高，因此如果电源装置内部的元器件对其工作环境温度的要求没有相应提高，必然会使电路性能变坏，元器件过早失效。因此在大功率直流LED开关电源中应该设过热保护电路。
本文采用温度继电器来检测电源装置内部的温度，当电源装置内部产生过热时，温度继电器就动作，使整机告警电路处于告警状态，实现对电源的过热保护。如图5(a)所示，在保护电路中将P型控制栅热晶闸管放置在功率开关三极管附近，根据TT102的特性(由Rr值确定该器件的导通温度，Rr越大，导通温度越低)，当功率管的管壳温度或者装置内部的温度超过允许值时，热晶闸管就导通，使发光二极管发亮告警。倘若配合光电耦合器，就可使整机告警电路动作，保护LED开关电源。该电路还可以设计成如图5(b)所示，用作功率晶体管的过热保护，晶体开关管的基极电流被N型控制栅热晶闸管TT201旁路，开关管截止，切断集电极电流,防止过热。
图5：LED开关电源过热保护电路
第三篇：开关电源和模拟电源的区别
开关电源和模拟电源的区别
模拟电源：即变压器电源，通过铁芯、线圈来实现，线圈的匝数决定了两端的电压比，铁芯的作用是传递变化磁场，(我国)主线圈在50HZ频率下产生了变化的磁场，这个变化的磁场通过铁芯传递到副线圈，在副线圈里就产生了感应电压，于是变压器就实现了电压的转变。
模拟电源的缺点：线圈、铁芯本身是导体，那么它们在转化电压的过程中会由于自感电流而发热(损耗)，所以变压器的效率很低，一般不会超过35%。
音响器材功放中变压器的应用：大功率功放需要变压器提供更多的功率输出，那么，只有通过线圈匝数的增加、铁芯体积的增大来实现，匝数和铁芯体积的增加就会加重其损耗，所以，大功率功放的变压器必须做的非常大，这样就会导致：笨重，发热量大。
开关电源：在电流进入变压器之前，通过晶体管的开关功能，将我们通常50HZ的电流频率提升到数万HZ，在这么高的频率下，磁场变化频率也达到几万HZ，那么，就可以减少线圈匝数、铁芯体积获得同样的电压转化比，由于线圈匝数、铁芯体积的减少，损耗大大降低，一般开关电源效率达到90%，而体积可以做的非常小，并且输出稳定，所以开关电源具有模拟电源难以达到的优点。
(.开关电源也有自己的不足，如输出电压有纹波及开关噪声，线性电源是没有的)
音响器材-功放中开关电源的应用：开关电源的描述过程中已经表明开关电源的优势，所以即使是大功率功放，开关电源一样可以做的很精细、小巧，目前国内的数字功放以深圳崔帕斯数字音响设备公司的数字功放最为领先，他们目前已经发展到T类纯数字功放，并且下一代S类功放也在研发中了，具体请参看如下资料：
数字电源
在简单易用、参数变更要求不多的应用场合，模拟电源产品更具优势，因为其应用的针对性可以通过硬件固化来实现，而在可控因素较多、实时反应速度更快、需要多个模拟系统电源管理的、复杂的高性能系统应用中，数字电源则具有优势。此外，在复杂的多系统业务中，相对模拟电源，数字电源是通过软件编程来实现多 方面的应用，其具备的可扩展性与重复使用性使用户可以方便更改工作参数，优化电源系统。通过实时过电流保护与管理，它还可以减少外围器件的数量。
在复杂的多系统业务中，相对模拟电源，数字电源是通过软件编程来实现多方面的应用，其具备的可扩展性与重复使用性使用户可以方便更改工作参数，优化电源系统。通过实时过电流保护与管理，它还可以减少外围器件的数量。
数字电源有用DSP控制的，还有用MCU控制的。相对来讲，DSP控制的电源采用数字滤波方式，较MCU控制的电源更能满足复杂的电源需求、实时反应速度更快、电源稳压性能更好。
数字电源有什麽好处它首先是可编程的，比如通讯、检测、遥测等所有功能都可用软件编程实现。另外，数字电源具有高性能和高可靠性，非常灵活。
干扰：单片机中数字和模拟之间，因为数字信号是频谱很宽的脉冲信号，因此主要是数字部分对模拟部分的干扰很强;不仅一般都采用数字电源和模拟电源分开、二者之间用滤波器连接，在一些要求较高的场合，例如某些单片机内部的AD转换器进行AD转换时，常常要让数字部分进入休眠状态，绝大部分数字逻辑停止工作，以防止它们对模拟部分形成干扰。如果干扰严重,甚至可以分别用两个电源,一般用电感和电容隔离就行了.也可以将整个板子上数字和模拟部分的电源分别联在一起,用分别的通路直接接到电源滤波电容的焊点上.如果对抗干扰要求不高,也可以随便接在一起.(1)如果不使用芯片的A/D或者D/A功能，可以不区分数字电源和模拟电源。
(2)如果使用了A/D或者D/A，还需考虑参考电源设计。
第四篇：高频开关电源技术方案
高频开关电源技术方案 客户需求
技术参数30929003.pdf 技术方案 2.1 概述
现场的实际应用情况：12台15V/12000A的电源配1台90V/2000A的电源，每6台15V/12000A 的电源配一台6kV/380V/1MW的变压器，其中90V/2000A电源由于只是用于去除氧化膜，并不需要长时间工作。
电源关注核心指标是可靠性和系统效率。
电源可以考虑采用3种主回路方式，每种方式各有优缺点。
2.2主回路原理图方案1 2.2.1方案1 总体思想为输入36脉波移相变压器，6组功率模块并联的方式，具体电路如下： 15V/12000A开关电源最大输出功率180kW，90V/2000A开关电源最大输出功率180kW，功率等级一样，考虑采用同样的主回路原理，如下：
整流器整流器36脉移相变压器整流器整流器整流器整流器功率模块1输出15V/12000A或90V/2000A功率模块2输入380V/50Hz功率模块3功率模块4功率模块5功率模块6功率模块原理如下：
高频变压器及整流
输入端配置36脉波移相变压器，可有效拟制输入电流谐波，基本能满足3%的要求； 每台开关电源采用6个功率模块并联的方式，如1个模块出现异常，其他模块还能继续降额工作，提高了工作可靠性；模块之间的均流精度可达5%以内，因此15V/12000A的开关电源每个模块的等级设计为15V/2200A，90V/2000A的开关电源每个模块的等级设计为90V/360A。
逆变采用移相全桥软开关技术，效率高，比普通硬开关技术效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技术，效率远远大于采用一般二极管整流的方式，一般同步整流比普通二极管整流效率高出5%～6%。
输出加LC滤波，如不加LC滤波，输出导电排由于高频肌肤效应的缘故，导电排发热严重。
90V/2000A电源由于只是用于去除氧化膜，并不需要长时间工作，从降低成本角度考虑，可以不加36脉波移相变压器，输出也不需要LC滤波，直流输出高频方波电压。2.2.2方案2 总体思想为输入PWM整流器，4组功率模块并联的方式，具体电路如下：
6脉波整流器功率模块1输出15V/12000A或90V/2000A输入380V/50Hz功率模块2PWM整流器功率模块3功率模块4
输入端配置PWM整流器，可有效拟制输入电流谐波，基本能满足3%的要求；PWM整流器再备份一组6脉波整流器，只是在PWM整流器出故障时投入运行；
每台开关电源采用4个功率模块并联的方式，如1个模块出现异常，其他模块还能继续降额工作，提高了工作可靠性；模块之间的均流精度可达5%以内，因此15V/12000A的开关电源每个模块的等级设计为15V/3000A，90V/2000A的开关电源每个模块的等级设计为90V/500A。
逆变采用移相全桥软开关技术，效率高，比普通硬开关技术效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技术，效率远远大于采用一般二极管整流的方式，一般同步整流比普通二极管整流效率高出5%～6%。
输出加LC滤波，如不加LC滤波，输出导电排由于高频肌肤效应的缘故，导电排发热严重。
90V/2000A电源由于只是用于去除氧化膜，并不需要长时间工作，从降低成本角度考虑，可以不加PWM，输出也不需要LC滤波，直流输出高频方波电压。
2.2.3方案3 总体思想为综合6kV高压配电，系统设计，利用6kV高压变压器直接做成36脉波移相变压器，具体电路如下：
开关电源1输出15V/12000A或90V/2000A输入6kV/50Hz36脉波移相变压器开关电源6输出15V/12000A或90V/2000A
输出15V/12000A或90V/2000A功率模块1380V/50Hz功率模块26脉波整流器功率模块3功率模块4
6kV变压器直接设计为36脉波移相变压器，高压侧几乎没有谐波，每一组输出接入一台开关电源。开关电源就采用普通6脉波整流；
每台开关电源采用4个功率模块并联的方式，如1个模块出现异常，其他模块还能继续降额工作，提高了工作可靠性；模块之间的均流精度可达5%以内，因此15V/12000A的开关电源每个模块的等级设计为15V/3000A，90V/2000A的开关电源每个模块的等级设计为90V/500A。
逆变采用移相全桥软开关技术，效率高，比普通硬开关技术效率平均多2%左右； 二次整流采用同步整流技术，效率远远大于采用一般二极管整流的方式，一般同步整流比普通二极管整流效率高出5%～6%。
输出加LC滤波，如不加LC滤波，输出导电排由于高频肌肤效应的缘故，导电排发热严重。
90V/2000A电源由于只是用于去除氧化膜，并不需要长时间工作，从降低成本角度考虑，可以不加PWM，输出也不需要LC滤波，直流输出高频方波电压。
2.2.4方案比较
从系统可靠性、系统效率这两个主要关心的方面进行比较。
本方案的逆变、二次整流、输出滤波采用的最先进的技术，在前面的方案叙述中已经提出，逆变采用全软开关技术，比硬开关的效率高出2%左右；二次整流采用同步整流技术，比普通二极管的效率高出5%～6%左右；输出经过LC后为平滑的直流，不会引起后级导电排高频发热；电源内部输出的直流汇流排全部采用铜排，比采用铝排的效率高出1%左右；
方案选择主要针对输入采用哪一种方式更合理进行比较分析。可靠性分析：
36脉波移相变压器的可靠性远远高出PWM整流器，而且方案1采用6个模块并联，及时2个模块出现故障，也不会影响系统使用，方案1的可靠性远远高出方案2的可靠性；
方案3把高压变压器引入，作为电源设计的一部分，相当于减少了一个变压器的可靠性影响，因此方案3比方案1的可靠性更高。
系统效率分析：
方案1中变压器损耗约为1.5%，整流器约为0.5%，前级总和约为2%；方案2中PWM整流器的损耗约为3%；方案1比方案2的效率略微高出一些；
方案3中比方案1只有一级变压器的损耗，效率自然多出1.5%左右。综合比较：方案排序为方案
3、方案
1、方案2。
2.2控制系统
功率模块1模拟控制板Ig+-If1Io1IoUoK13875驱动电路IGBTK2集中控制板GV+-UfIfPI功率模块6K5K6Ig+-If1K13875驱动电路IGBTIo1模拟控制板K
2控制方式：
双环控制：电压或电流外环，PI环； 每模块电流内环，比例环 2.3监控单元
采用8寸触摸屏；
功能：本地、远程操作切换；电源设置、启停操作；显示输出等参数，电源故障信息等；RS485上位机通讯等。2.4结构外形
见附件。
第五篇：sm7012待机电源控制芯片 BUCK电路应用方案概要
SM7012 AC/DC PWM 功率开关 v1.6 I D = G ID •(0.23V0.23V R1 1 1 + R1 R 2 再将上式合并，最终得到 IDLIM： I DLIM = G ID • 0.23V •(然而在实际应用中，FB 脚是上拉的方式接入到 VDD，不可能对地短路。当系统启动或者短路时，此时 FB 脚的电压比较接近于 0V，通过内部高压 MOS 管漏极电流则为最大值 IDLIM。IFB =-0.23V R1 GID = ΔID ΔIFB 从上图可以看出，IFB 电流大，ID 的电流就小；IFB 电流小，ID 的电流就大。当 IFB 的电流大于 IFBSD 时，芯片会关闭 PWM，此时的 ID 的值大约为 85mA，同时芯片会自动进入突发模式。这对于系统工作在空载或者轻 载至关重要。 过压保护 当芯片 VDD 的电压超过 VDDOVP 时，会触发内部复位信号，导致系统重新启动。-6-SM7012 AC/DC PWM 功率开关 v1.6 典型应用方案 BUCK 电路—电磁炉应用方案 原理图： F1 R1 5 D6 DRAIN VDD 4 ZD1 FB GND 3 2 SM7012 6 DRAIN AC C1 D1-D4 7 DRAIN DRAIN C2 C3 C4 L1 18V 8 GND 1 U1 D5 C5 C6 C7 D7 5V BOM 表： 位号 D1、D2、D3、D4 D5 D6 D7 ZD1 R1 C1 C2 变压器参数： 参数 1N4007
BYV26C UF4007 BYV26C 18V 稳压管 22Ω 4.7uF/400V 103 位号 C3 C4 C5 C6 C7 L1 F1 U1 参数 4.7uF/50V 104 220uF/25V 104 220uF/25V EE10 1A/250V SM7012 N1 N2 1）骨架EE10（4+4）卧式普通磁芯 2）电感量L为：1.6mH 3）N1：0.19mm线径为绕150匝 4）N2：0.19mm线径为绕64匝 7 SM7012 AC/DC PWM 功率开关 v1.6 12V/500mA 反激电源应用方案 原理图： C6 F1 LT1 C3 T1 R1 D7 C7 C8 C9 R4 L1 12V CX1 C1 RT1 LT2 C2 D5 D6 R3 CY1 8 7 6 5 U1 GND DRAIN SM7012 GND DRAIN DRAIN 1 2 3 VDD FB 4 DRAIN R5 R6 R9 R7 R2 U2 C10 C11 C4 C5 R8 U3 R10 BOM 清单： 位号 C1 C2 C3、C6 C4 C5 C7 C8 C9、C10 C11 R1 R2 变压器参数： 参数 4.7uF/400V 10uF/400V 102/1KV 103/50V 4.7uF/50V 470 uF/25V 220 uF/25V 104/50V NC 100KΩ/1W 9.1K 位号 R3 R4 R5 R6 R7 R8 R9 R10 LT L1 D1、D2 参数 0R 15Ω/1W 120R/1/2W 1K 47K NC 33K 5.1K 40mH 3uH 1N4007 位号 D3、D4 D5、D6 D7 RT1 CX1 CY1 F1 U1 U2 U3 T1 参数 1N4007 FR107 SR2100 5D-9 0.1uF/275V 222/250V 1A/250V SM7012 光耦 TL431 EE16（5+5）-8-SM7012 AC/DC PWM 功率开关 v1.6 封装形式 DIP8 SOP8-9-
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