一种基于单片机的正弦波输出逆变电源的设计

第一篇：一种基于单片机的正弦波输出逆变电源的设计

一种基于单片机的正弦波输出逆变电源的设计

摘 要：介绍了一种正弦波输出的逆变电源的设计。设计中采用了DC／DC和DC／AC两级变换，高频变压器隔离，单片机控

制。实验结果表明性能可靠。

关键词：逆变电源；单片机；正弦脉宽调制

O 引言

低压小功率逆变电源已经被广泛应用于工业和民用领域。特别是新能源的开发利用，例如太阳能电池的普遍使用，需要一个逆变系统将太阳能电池输出的直流电压变换为220V、50Hz交流电压，以便于使用。本文给出了一种用单片机控制的正弦波输出逆变电源的设计，它以12V直流电源作为输入，输出220V、50Hz、0~150W的正弦波交流电，以满足大部分常规小电器的供电需求。该电源采用推挽升压和全桥逆变两级变换，前后级之间完全隔离。在控制电路上，前级推挽升压电路采用SG3525芯片控制，采样变压器绕组电压做闭环反馈；逆变部分采用单片机数字化SPWM控制方式，采样直流母线电压做电压前馈控制，同时采样电流做反馈控制；在保护上，具有输入过、欠压保护，输出过载、短路保护，过热保护等多重保护功能电路，增强了该电源的可靠性和安全性。

该电源可以在输人电压从10．5V到15V变化范围内，输出220V±10V的正弦波交流电压，频率50Hz±O．5Hz，直流分量

l 主电路

逆变电源主电路采用推挽升压和全桥逆变两级变换，如图1所示。

输入电压一端接在变压器原边的中间抽头，另一端接在开关管S1及S2的中点。控制S1及S2轮流导通，在变压器原边形成高频的交流电压，经过变压器升压、整流和滤波在电容C1上得到约370 V直流电压。对S3～S6组成的逆变桥采用正弦脉宽调制，逆变输出电压经过电感L、电容C2滤波后，最终在负载上得到220 V、50 Hz的正弦波交流电。采用高频变压器实现前后级之间的隔离，有利于提高系统的安全性。

输入电压10．5～15 V，输入最大电流15 A，考虑一倍的余量，推挽电路开关管S1及S2耐压不小于30 V，正向电流不

小于30 A，选用IRFZ48N。

升压高频变压器的设计应满足在输入电压最低时，副边电压经整流后不小于逆变部分所需要的最低电压350 V，同时输入电压最高时，副边电压不能过高，以免损坏元器件。同时也必须考虑绕线上的电压降和发热问题。选EE型铁氧体磁芯，原副边绕组为7匝：300匝。关于高频变压器的设计可以参考文献。

变压器副边输出整流桥由4个HER307组成．滤波电容选用68μF、450 V电解电容。

根据输出功率的要求，输出电流有效值为0 6～O.7 A，考虑一定的电压和电流余量，逆变桥中的S3～S6选用IRF840。逆变部分采用单极性SPWM控制方式，开关频率fs=16 kHz。

假没滤波器时间常数为开关周期的16倍，即谐振频率取1 kHz，则有

滤波电感电容LC≈2．5×10-3，可选取L=5 mH，C=4．7μF。滤波电感L选用内径20 mm，外径40 mm的环形铁粉芯磁芯，绕线采用直径O．4 mm的漆包线2股并绕，匝数180匝。数字化SPWM控制方法

该逆变电源的控制电路也分为两部分。前级推挽升压电路由PWM专用芯片SG3525控制，采样变压器绕组电压实现电压闭环反馈控制。后级逆变电路由单片机PICl6C73控制，采样母线电压实现电压前馈控制。前级控制方法比较简单，在这里主

要介绍后级单片机的数字化SPWM控制方式。

2.l 正弦脉宽调制SPWM 正弦脉宽调制SPWM技术具有线性调压、抑制谐波等优点，是目前应用最为广泛的脉宽调制技术．一般用三角波μc作为载波信号，正弦波ug=UgmSin2πfgt作为调制信号，根据μ和μg的交点得到一系列脉宽按正弦规律变化的脉冲信号。则可以定义调制比m=Ugm／Ucm，频率比K=fc／fa=Tg／Tco。

正弦脉宽调制可以分为单极性SPWM和双极性SPWM。双极性SPWM的载波为正负半周都有的对称三角波，输出电压为正负交替的方波序列而没有零电平，因此可以应用于半桥和全桥电路。实际中应选择频率比K为奇数，使得输出电压μo具有奇函数对称和半波对称的性质，μc无偶次谐波。但是输出电压μc中含有比较严重的n=K次中心谐波以及n=jk±6次边频谐波。

其控制信号为相位互补的两列脉冲信号。

单极性SPWM的载波为单极性的不对称三角波，输出电压也是单极性的方波。因为输出电压中包含零电平，因此，单极性SPWM只能应用于全桥逆变电路。由于其载波本身就具有奇函数对称和半波对称特性，无论频率比K取奇数还是偶数输出电压Uo都没有偶次谐波。输出电压的单极性特性使得uo不含有n=k次中心谐波和边频谐波，但却有少量的低频谐波分量。单极性SPWM的控制信号为一组高频(载波频率fe)脉冲和一组低频(调制频率fk)脉冲，每组的两列脉冲相位互补。由三角载波和正弦调制波的几何关系可以得到，在k》l时，高频脉冲的占空比D为

2．2 PIC单片机的软件实现

PICl6C73是Microchip公司的一款中档单片机，它功能强大而又价格低廉。PICl6C73内部有两个CCP(Capture、Compare、PWM)模块，当它工作在PwM模式下，CCP x引脚就可以输出占空比10位分辨率可调的方波，图2为其工作原理图。

TMR2在计数过程中将同步进行两次比较：TMR2和CCPRxH比较一致将使CCPX引脚输出低电平；TMR2和PR2比较一致将使CCPx引脚输出高电平，同时将TMR2清O，并读入下一个CCPRxH值，如图3所示。因此，设定CCPRxH值就可以设定占空比，设定PR2值就可以设定脉冲周期。脉冲占空比D可以表示为

在本设计中，全桥逆变器采用单极性SPWM调制方式。CCP1模块用来产生高频脉冲，CCP2模块用来产牛低频脉冲。选择16M晶振，根据脉冲周期Tc=[(PR2)+l]×4×4*Tosc和频率比k=Tg／Tc,可以取PR2=249，k=320，则有Tg=20 ms，高频脉冲序列每一一个周期中包含：320个脉冲。设调制比m=0．92，将，t=TgN／320代入式(2)，联立式(3)可以得到产生高频脉冲

所需要的CCP1H的取值，第0～79个脉冲为 CCP1H=230sin(πN/160)（4）

式中：N为O→79。

考虑到正弦波的对称性，可以得到第80～159个脉冲为

CCP1H=230sin[π×(80—N)／160](5)根据脉冲的互补性，可以得到第160～239个脉冲为

CCP1H=250—230sin(πN／160)(6)

第240～319个脉冲为

CCP1H=250—230Sin[π×(80一N)／160](7)

因此，在程序中存储表格230sin(πN／160)，N∈[0，79]就可以得到整个周期320个高频脉冲的CCP．H值。第O～79点，CCP1H为正向查表取值；第80～159点，CCP1H为反向查表取值；第160～239点CCP1H为计数周期减去正向查表值；第240~319点CCP1H为计数周期减去反向查表值。

对于低频脉冲，前半个周期可以看成由占空比始终为1的高频脉冲组成，后半个周期看成由占空比始终为0的高频脉冲组成，因此，第O～159个脉冲，CCP2H=250，第160～319个脉冲，CCP2H=O。

图4为单片机_TMR2中断程序的流程图，在中断程序中查表修改CCPxL的值．就可以改变下一个脉冲的CCPxH值，从而

修改下一个脉冲的占空比，实现SPWM控制。实验结果

实验中，输入电压变化范围为10．5~15 V，输出滤波电感5．3mH，滤波电容8μF，从空载到150W负载状态下都可以输出(220±10V)、50Hz的正弦波交流电压，如表1和表2所示。图5和图6分别为空载和150W纯阻性负载条件下输出电压电流波形。可以看出输出电压和电流波形良好，经测量电压波形的THD为3．6％。结语

本文详细分析了一种正弦波输出的逆变电源的设计，以及基于单片机的数字化SPWM控制的实现方法。数字化SPWM控制灵活，电路结构简单，控制的核心部分在软件中，有利于保护知识产权。

第二篇：单相正弦波逆变电源的设计课程设计

单相正弦波逆变电源的设计正文

第1章

概述

任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管串联调整正弦波逆变电源是连续控制的线性正弦波逆变电源

。这种传统正弦波逆变电源技术比较成熟,并且已有大量集成化的线性正弦波逆变电源模块,具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点、但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都不得和很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右。另外,由于调整管上消耗较大的功率,所以需要采用大功率调节器整管并装有体积很大的散热器,很难满足现代电子设备发展的要求。在近半个多世纪的发展过程中，正弦波逆变电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛的应用，正弦波逆变电源技术进入快速发展期。

正弦波逆变电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。它的功耗小，效率高，正弦波逆变电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器，此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此正弦波逆变电源具有重量轻、体积小等优点。另外，于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V±10%,而正弦波逆变电源在电网电压在110～260V范围变化时,都可获得稳定的输出阻抗电压。正弦波逆变电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使正弦波逆变电源装置空前的小型化,并使正弦波逆变电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,扒动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外正弦波逆变电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。

目前市场上正弦波逆变电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的正弦波逆变电源转抽象频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是正弦波逆变电源的主要发展方向。高可靠性——正弦波逆变电源的使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高的可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使较少的器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。正弦波逆变电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等串联电阻等,对于正弦波逆变电源小型化始终产生着巨大的推动作用。

总之，人们在正弦波逆变电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着正弦波逆变电源以每年过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。

第2章

设计总思路

2.1总体框架图

滤波电路

逆变电路

输入315V直流电

驱动电路

UC3842脉宽调制电路

输出220V交流电

误差比较

图1

总体框图

此次课程设计要求输入315V直流，输出220V交流，主电路采用单相桥式逆变电路，对高频开关器件常用PWM波控制，要产生正弦波可采用SPWM控制方法，通过控制电力电子器件MOSFET的关断来控制产生交变正弦波电压。控制电路主要实现产生SPWM波，设计要求选用UC3842电流控制型PWM控制器产生控制脉冲。而UC3842实质上是通过输入的两路波进行比较，输出比较后形成的脉冲波，鉴于UC3842的这一特征，可以通过输入正弦漫头波和锯齿波进行比较得到所需的正弦波控制脉冲。正弦波产生器的设计有多种方法，本次课程设计采用555定时器多谐振电路产生方波经过滤波产生正弦波的方法作为正弦波产生器，再经过整流，使之成为正弦漫头波。锯齿波的产生电路比较简单，可以直接利用UC3842内部提供的谐振器加入外围电阻电容产生。此外电路要求输出的正弦波幅度可调，此时就需要使加入的正弦波漫头波幅值可调，此可以通过一加法器使之与设置电压相叠加产生电压可变的正弦电压。

主电路和控制电路的一些中间环节都是需要滤波的，由于产用SPWM控制，主电路的谐波成分较少，可以通过简单的RC无源滤波。控制电路中的方波要变成较为标准的正弦波，要滤去的谐波成分就要多得多，可以采用有源滤波，且可以通过积分环节使方波变成比较好的正弦波。

由于设计出来的电路是作为电源用的，对电源电流、电压检测就显得非常有必要了，可以通过从电源负载取出电流信号作为UC3842的关断信号，从而实现主电路的限流作用。要实现电流、电压的稳定，则可以通过取出的电流、电压信号与控制电路构成闭环控制来实现。为了不至使电路结构过于复杂，只设计了简单的电压反馈环使电压基本能跟随给定维持恒定。

2.2设计的原理和思路

图2

正弦波逆变电源的组成框图

该电路采用他励式,2管双推动输出脉宽调制方式输出电压为220V,输出电流2A,有欠压、过压和过流等多重保护功能。

第3章

主电路设计

3.1

SPWM波的实现

3.1.1

PWM固定频率的产生

PWM波形产生原理图如图3.1.1所示

图3.1.1

PWM波的产生电路图

PWM固定频率是由SG3525芯片产生。SG3525芯片的资料见如下：

管脚说明：

引脚1：误差放大反向输入

脚9：PWM比较补偿信号输入端

引脚2：误差放大同向输入

引脚10：外关断信号输入端

引脚3：振荡器外接同步信号输入端

引脚11：输出A

引脚4：振荡器输出端

引脚12:信号地

引脚5:振荡器定时电容接入端

引脚13：输出级偏置电压接入端

引脚6：振荡器定时电祖接入端

引脚14：输出端B

引脚7:振荡器放电端

引脚15：偏置电源输入端

引脚8:软启动电容接入端

引脚16：基准电源输出端

图中11与14脚输出两路互补的PWM波，其频率由与5、6管脚所连的R、C决定。PWM频率计算式如下：f=1/[C5(0.7R15+3R16)]，调节6端的电阻即可改变PWM输出频率。同时，芯片内部16脚的基准电压为5.1V采用了温度补偿，设有过流保护电路，5.1V反馈到2端同向输入端，当反向输入端也为5.1V时，芯片稳定，正常工作。若两端电压不相等，芯片内部结构自动调整将其保持稳定。

在脉宽比较起的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化，由于结构上有电压环河电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，目前比较理想的新型控制器。R和C设定了PWM芯片的工作频率，计算公式为T=(0.67*RT+1.3*RD)*CT

。再通过R13和C3反馈回路。构成频率补偿网络。C6为软启动时间设定电容。

3.1.2

SPWM波的原理

在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。当正弦值为最大值时，脉冲宽度也最大，脉冲间隔最小，反之正弦值较小时，脉冲宽度也小，脉冲间的间隔较大。这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减少，成为正弦波脉宽调制。

3.1.3

SPWM调制信号的产生

要得到正弦电压的输出，就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关，所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。通过SG3525来实现输出正弦电压，首先要得到SPWM的调制信号，而要得到SPWM调制信号，必须得有一个幅值在l～3

5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3525脚2，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波实现SPWM的控制电路框图如图3.1.3(a)所示，实际电路各点的波形如图3.1.3(b)所示。

误差信号

基准电压

加法器

整流电路

滤波电路

调制电路

基准方

波

SG3525

时序电路

图3.1.3(a)

SPWM波控制电路框图

图3.1.3(b)

SPWM电路主要节点波形

由图3.1.3(a)

图3.1.3(b)可知，基准50Hz的方波是由555芯片生成的，用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号，使其转换成50Hz的方波，经过低频滤波，得到正弦的控制信号。

3.2

保护电路模块

该系统是由直流边交流，弱点变为强电。故对系统进行必要的安全保护是必须的，在对系统进行调试时必须要注意安全。系统除了芯片本身具有的保护措施外，还对系统进行了专门的保护，具体如下。

3.2.1过电流保护

过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在IGBT允许的过流时间内将其关断，起到保护作用。

如图3.2.1所示，过流保护信号取自CT2，经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端，如图2.4所示。当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时，比较器输出高电平，使D2从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，使电压比较器一直稳定输出高电平。同时，该过电流信号还送到SG3525的脚10。当SG3525的脚10为高电平时，其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。

图3.2.1

过电流保护电路

3.2.2空载保护电路的设计

空载检测电路如图3.2.2所示。是用电流互感器检测电流输出，当没有电流输出时，使三极管Q8截止，从而使RS-CK为高电平，停止输出SPWM波。8s后，再输出一组SPWM波，若仍为空载，则继续上述过程。若有电流输出则Q8导通，使得RS-CK为低电平，连续输出SPWM波形，逆变电路正常工作。

图3.2.2

空载检测电路图

3.2.3浪涌短路保护电路的设计

浪涌电路保护电路原理图如图3.2.3。此电路图是短路保护，用0.1欧的电阻对电压进行采样，通过470千欧电阻得到电流，并使这电流通过光电耦合器，当电流过高时使得SPWM波不输出，关闭IGBT形成保护。故障排除后光电耦合器输出关断，逆变器正常工作。

图3.2.3

浪涌短路保护电路原理图

第4章

单元控制电路设计

4.1

DC-AC电路设计

由前面论证已经明确采用全控桥式逆变电路。其中各桥臂通断由SPWM波控制的IGBT完成。

系统采用SG3525来实现SPWM控制信号的输出，该芯片其引脚及内部框图如图4.1所示。

图4.1

SG3525引脚及内部框图

直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5

V基准电压。+5

V再送到内部(或外部)电路的其它元器件作为电源。

振荡器脚5须外接电容GT脚6须外接电阻RTo振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1．1

8／RCTo逆变桥开关频率定为l0kHz，取GT=O．22μF，RT=5

kΩ。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器的输出。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出互补，交替输出高低电平，将PWM脉冲送至三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入死区时间，保证V1及V2不同时导通。最后，V1及V2分别输出相位相差180°的PWM波。

4.2

PWM驱动模块

4.2.1

驱动电路的设计

驱动电路的设计既要考虑在功率管需要导通时，能迅速地建立起驱动电压，又要考虑在需要关断时，能迅速地泄放功率管栅极电容上的电荷，拉低驱动电压。具体驱动电路如图2.7所示。

图4.2.1

驱动电路

其工作原理是：

（1)当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使Q1的基极电位迅速上升，导致D2导通，功率管的栅极电压上升，使功率管导通；

（2)当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使Q1的基极电位拉低，而功率管栅极上的电压还为高，所以导致Q1导通，功率管的栅极电荷通过Q1及电阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地关断。

当然，对于功率管的保护同样重要，所以在功率管源极和漏极之间要加一个缓冲电路避免功率管被过高的正、反向电压所损坏。

4.2.2

TDS2285产生PWN波

SPWM的核心部分采用了张工的TDS2285单片机芯片,用其产生为功率主板产生占空比变化的矩形波，通过H桥产生所需的正弦波。U3,U4组成时序和死区电路，末级输出用了4个250光藕，H桥的二个上管用了自举式供电方式，这样做的目的是简化电路，可以不用隔离电源，该模块原理图如图4.2.2(a)所示：

图2-2-1

2.2.1

PWN波的产生

（1）、该模块中是由TDS2285芯片产生PWM波，TDS2285的芯片各管脚资料如图2-2-2：

图4.2.2(a)

PWM驱动电路图

1.该模块所采用的是TDS2285芯片，其管脚如图4.2.2(b)所示

图4.2.2(b)

TDS2285管脚图

2.该模块中TDS2285芯片的工作原理图4.2.2(c)如：

图4.2.2(c)

TDS2285产生PWM波

该芯片的6、7管脚生成交流电正、负半周调制波输出引脚，输出SPWM脉冲，其频率有接在2、3管脚间的晶振来决定。9脚为故障报警输出端，通常驱动一蜂鸣器，同时配合5脚LED的状态，当蓄电池电压输入出现过压或低压时，该蜂鸣器随LED指示灯每隔1秒报警一次，当出现交流过流或者短路时，该蜂鸣器随LED指示灯每隔0.5秒报警一次。13脚为检测蓄电池电压，当13脚的电压超过3V或低于1V时，逆变停止工作，并进入欠压或过压故障状态。通过外接蓄电池上分压来实现。10脚为交流电压稳压反馈输入，实时检测功率主板输出的交流正弦波输出电压变动范围，并作调整输出达到稳定输出电压的目的。

第5章

系统调试

5.1

测试使用的仪器

序号

名称、型号、规格

数量

数字示波器

UT70A数字万用表

函数信号发生器

5.2

输出功率与效率的测试

输出功率的定义：即为电源把其输入功率转换为有效输出功率的能力。

测试框图如下图所示。

先如图布置好测试电路后，进行如下步骤调试：

1.各电路输出电压、电流测量同时进行。

2.开启所有设备、记录输入功率数值及各点输出电压，电流值。

3.计算输入功率Pi=Ui*Ii，输出功率值Po=Uo*Io.4.效率n=Po/Pi*100%,Pi为输入。

5.3

过流保护的测试

定义：当输出电流大于设定保护值时，系统自动关闭输出，形成过流保护。当输出电流小于设定保护值时，系统自动恢复正常工作状态。

测试方法：如图18所示。在输出端接入3个串联10欧电阻作为负载，通过短路其中的一个或两个来模拟过流情况发生。观察系统是否进行过流保护。

图18

过流保护测试框图

测试结果与分析：逆变过程中，过流保护装置在电流大于设定保护值时关闭输出，并在恢复正常时又打开输出。所以过流保护装置正常工作。

5.4

空载待机功能测试

（1）

定义：当无负载接入时，系统关闭输出进入待机模式。当有负载接入时，系统进入正常工作状态。

（2）

测试方法：接入负载后断开负载，观察系统输出状态。

（3）

结果与分析：输出端负载断开5s后系统进入待机状态，此时无输出。再次接入负载，系统就开始进入逆变工作状态。

5.5

输出电压范围测试

（1）

定义输出电压的最大值最小值。

（2）

测试方法：调节电压反馈贿赂的参数，观察输出电压大小。

（3）

测试结果：接入300欧的电阻调节Rp3，输出电压在8~12V之间。

结果分析

经过测试以后题目的基本要求都已经完成，各项性能指标都较好的实现在输出功率稳定时效率达到了93%。同时该电路还具有短路保护，空载保护，过流保护的功能。

第6章

总结

刚刚拿到课程设计的题目时真不知道从哪里开始动手,课题名称里的芯片根本就没听说过。通过上网查找资料,弄清楚了它的功能,才真正开始了设计。但这个东西包括了几个部分,所以一定要把握好它的整体设计思路,在其框架之下,对各部分的单元电路进行分析和设计,最后经过电路的修改,参数的确定,将各个部分连接起来,形成总的电路图。

课程设计虽然大家的课题不是完全一样的，但是大家之间的团队合作还是很重要的，有些地方自己一个人看不明白，通过和同学之间的讨论最终弄明白，这是一个很有趣的过程，我相信通过这次的课程设计我们大家之间对于电力电子的学习取得了更加大的进步。

这次实习我学到了很多。在摸索该如何设计电路使之实现所需功能的过程中，培养了我的设计思维，增加了实际操作能力。在体会设计的艰辛的同时，更让我体会到成功的喜悦和快乐。

通过这两个星期的课程设计，从开始任务到查找资料，到设计电路图，到最后的实际接线过程中，我学到了课堂上学习不到的知识。上课时总觉得所学的知识太抽象，没什么用途，现在终于认识到了它的重要性。平时上课老师讲的内容感觉都听明白了,但真正到了用的时候却不怎么会用了,经过这次课程设计才知道,要真正学好一门课程,并不是把每一章的内容搞懂就行了,而是要将每一章的内容联系起来,融会贯通,并能够应用到实践中去.通过这次课程设计，我学到了不少新知识、新方法、新观点。这次设计不但锻炼了我的学习能力、分析问题与解决问题的能力，同时也锻炼了我克服困难的勇气和决心。

还有本次课程设计最重要的是加强了我的动手能力，平时学习的时候只是片面的认识和照搬书本上的知识，书本知识在实际应用的时候会出现很大的偏差，理论联系实际才是真正的学习之道。要在实际运用的时候结合实际的环境，具体的分析，解决问题，这才是这次课程设计对于我最重要的意义。

附录

总电路图

第三篇：基于SG3525设计单相正弦波SPWM逆变电源

摘 要

本论文所需单相正弦波SPWM逆变电源的设计采用了运算放大器、二极管、功率场效应管、电容和电阻等器件来组成电路。

逆变电源是一种采用电力电子技术进行电能变换的装置，它从交流或直流输入获得稳压恒频的交流输出。通过对电路的分析，参数的确定选择出一种最适合的方案。输出频率由电压控制，波形幅值由电阻确定。

本论文以SG3525驱动芯片为核心，完成了单相正弦波SPWM逆变电源的参数设计，并利用所得结果，完成了实际电路的连接，通过调试与分析，验证了设计的正确性。

关键词: SPWM,SG3525 I II

Title: Design of Sine Wave Inverter Power Supply By SG3525 Applicant: Cao Lei Speciality: Electrical Engineering And Automation

ABSTRACT

Design of sine wave inverter power supply by SG3525 was designed using operational amplifier,diodes,transistors,zener diodes,the capacitor and resistor voltage devices such as to constitute circuit.Inverter power supply is one kind of power electronics process transformation of electrical energy device.It alternating voltage or volts d.c input to acquire voltage stabilization constant amplitude the alternating voltage output.Get through the circuit analytical.To ensure the parameter to chose one kind of best fit program.The output frequence is confirmed by voltage and resistance ect.The thesis use SG3525 as a core to achieve design of sine wave inverter power supply.Take the advantage of the result to achieve circuit ligature.Get through the debug to check the validity.KEY WORDS： SPWM，SG3525 III

IV

目 录

1绪论..............................................................1 1.1逆变电源的发展背景............................................1 1.2逆变电源的研究现状............................................1 1.3 设计的主要工作和难点..........................................3 1.3.1 设计的主要工作............................................3 1.3.2 论文的主要难点............................................5 2 SPWM逆变电源原理与应用...........................................7 2.1 SPWM控制原理................................................7 2.2 SPWM控制的发展前景..........................................8 2.3本章小结......................................................8 3 硬件电路的设计....................................................9

3.1SG3525介绍..................................................9 3.2 文氏电桥振荡电路...........................................11 3.3移位电路分析................................................13 3.4 逆变电路的工作原理分析.....................................13 3.5 本章小结...................................................14 4 系统的检测与分析.................................................15 4.1正弦发生器部分的调试........................................15 4.2逆变部分及整体运行结果......................................16 5结论与展望.......................................................19 致谢...............................................................21 参考文献...........................................................23

I

II

1绪论

1.1逆变电源的发展背景

逆变电源是一种采用电力电子技术进行电能变幻的装置，它从交流或直流输入获得稳压恒频的交流输出。逆变电源技术是一门综合性的专业技术，它横跨电力、电子、微处理器及自动控制等多学科领域，是目前电力电子产业和科研的热点之一。逆变电源广泛应用于航空、航海、、电力、铁路交通、邮电通信等诸多领域。

逆变电源的发展是和电力电子器件的发展联系在一起的，器件的发展带动着逆变电源的发展。逆变电源出现于电力电子技术飞速发展的20世界60年代，到目前为止，它经历了三个发展阶段。

第一代逆变电源是采用晶闸管（SCR）作为逆变器的开关器件称为可控硅逆变电源。可控硅逆变电源的出现虽然可以取代旋转型变流机组，但由于SCR是一种没有自关断能力的器件，因此必须增加换流电路来强迫关断SCR，但换流电路复杂。噪声大、体积大、效率低等原因却限制了逆变电源的进一步发展。

第二代逆变电源是采用自关断器件作为逆变器的开关器件。自20世纪70年代后期，各种自关断器件想运而生，它们包括可关断晶闸管（GTO）、电力晶闸管（GTR）、功率场效应管（MOSFET）、绝缘栅双极性晶体管（IGBT）等。自关断器件在逆变器中的应用大大提高了逆变电源的性能

第三代逆变电源实时反馈控制技术，使逆变电源性能得到提高。实时反馈控制技术是针对第二代逆变电源非线性负载适应性不强及动态特性不好的的缺点提出来的，它是最近十年发展起来的的新型电源控制技术，目前仍在不断完善和发展之中，实时反馈控制技术的采用使逆变电源的性能有了质的飞跃。

1.2逆变电源的研究现状

最初的逆变电源采用晶闸管（SCR）作为逆变器的开关器件，称为可控制逆变电源。由于SCR是一种有关断能力的器件，因此必须通过增加换流电路来强迫关断SCR，SCR的换流电路限制的逆变电源的进一步发展。随着半导体技术和交流技术的发展，有关断能力的电力电子器件脱颖而出，相继出现了电力晶体管（GTR）、可关断晶闸管（GTO）、功率场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅双极性晶体管（IGBT）等等，可关断器件在逆变器中的应用大大提高了逆变电源的性能，由于可关断器件的使用，使得开关频率得以提高，从而逆变桥输出电压中次谐波的频率比较高，使输出滤波器的尺寸得以减小，而且非线性负载的适应性得以提高。最初，对于采用全控型器件的逆变电源在控制上普遍采用带输出电压有效值或平均值反馈的PWM控制技术，其输出电压的稳定是通过输出电压的有效值或平均值反馈控制的方法实现的。采用输出电压有效值或平均值反馈控制的方法是有 结构简单、容易实现的优点，但存在以下缺点：(1)对线性负载的适应性不强

(2)死区时间存在将使PWM波中含有不易滤掉的低次谐波，使输出电压出 现 波形畸变

(3)动态性能不好，负载突变时输出电压调整时间长

为了克服单一电压有效值或平均值反馈控制方法的不足，实现反馈控制技术得以应用，它是10年来发展起来的新型电源控制技术，目前仍在不断的完善和发展之中，实时反馈控制技术的采用使逆变电源的性能有了质的飞跃，实时反馈控制技术多种多样，主要有以下几种： 1.谐波控制原理

当逆变电源的负载为整流负载时，由于负载电流中含有大量谐波，谐波电流 在逆变电源内阻上压的降致使逆变电源输出电压波形畸变,谐波补偿控制可以较好的解决这一问题，尤其是在逆变桥输出PWM波中加入特定谐波，可抵消负载电流中的谐波对输出电压波形的影响，减小输出电压的波形是畸变，而且这种方法只能由数字信号处理器来实现。

2.无差拍控制

1959年，Kalman首次提出了状态变量的无差拍控制理论。1985年，GokhalePESC年会上提出将无差拍控制应用于逆变控制，逆变器的无差拍控制才引起了广泛的重视无差拍控制是一种基于微机实现的控制原理，这种控制方法根据逆变电源系统的状态方程和输出反馈信号来推算下一个采样周期的开关时间，使输出电压在每个采样点上与给定信号相等，无差拍控制的缺点是算法比较复杂，实现起来不太容易，它对系统模型的准确性要求比较高。对负载大小的变化及负载性质变化比较敏感，当负载大小变化及负载性质变化时不是获得理想的正弦波输出。3.重复控制

为了消除非线性负载对逆变器输出的影响，在UPS逆变器控制中导入重复控制技术。重复控制是一种基于内模原理的控制方法，它将一个基波周期的的偏差存储起来，用于下一个基波周期的控制，经过几个周期基波周期的重复可达到很高的控制频度。在这种控制方法中，加到控制对象的输入信号除偏差信号外，还叠加了一个过去的控制偏差，这个过去的控制偏差实际上是一个基波周期忠的控制偏差，把上一个基波周期的偏差反映到现在，和现在的偏差一起加到控制对象进行控制，这种控制方式偏差好像在被重复使用，所以称为重复控制。它的突出特点是稳定性好、控制能力强但动态响应速度慢，因此，重复控制一般都不单独用于逆变器的控制，而是与其他控制方式结合共同实现整个系统性能。4.单一的电压瞬时值反馈控制

这种控制方式的基本思想是把输出电压的瞬时反馈与给定正弦波进行比较，2

用瞬时偏差作为控制量，对逆变桥输出PWM波进行动态调节，和传统PWM控制方法相比，该方法能对PWM波进行动态调整，故系统快速性、抗扰性、对非线性负载的适应性、输出电压的波形品质等都比传统PWM控制方法有所提高。这种方法的缺点就是稳定性不好，特别是空载时。5.带电流内环的电压瞬时值反馈控制

带电流内环的电压瞬时值反馈控制方法是在单一的电压瞬时值反馈控制方法的基础上发展起来的在这种方法中，不但引入输出电压的瞬时值反馈，还引入滤波电容电流的瞬时值反馈，电压环是外环，内流环具有将滤波电容电流或滤波电感电流改造为可控的电流源的作用，这一，控制输入和输出电压之间就形成了具有单极点的传递函数，因而系统的稳定性大大提高，克服了单一电压瞬时值反馈控制系统空载容易震荡的缺点。由于稳定性的提高使得电压调节器增益可以取比较大的值，所以突加负载或突卸负载时输出电压的动态性能大大提高，抗扰性能大大提高，对非线性负载的适应能力也大大提高。

1.3 设计的主要工作和难点

1.3.1 设计的主要工作

本课题的研究设计，把它分成4个阶段来进行完成：思路分析、体系结构设计、硬件连接、系统调试。

首先设计正弦波信号发生器，正弦波信号发生器由文氏电桥振荡电路和移位电路两个部分组成如图1-1所示

-12V10KRP15.1KR710KRP2R2R310KR10C3r810K10K00010K000104R6RP300R100R533kR9c2104104C1R433k文氏电桥振荡电路移位电路 图1-1 正弦波信号发生器

如图所示把正弦波信号发生器产生的50HZ的正弦波送入SG3525芯片的9号管脚与SG3525芯片的5号管脚的锯齿波进行比较，从而获得SPWM信号，改变正弦波幅值，即改变M，就可以改变输出电压幅值，正常M≤1。

再次设计SPWM驱动电路如图1-2所示，由正弦波发生器产生一50Hz、幅度可变的正弦波，送人SG3525的第9端，和SG3525的第5脚（锯齿波）比较后，输出经调制（调制频率约为10kHz）的SPWM波形，经过到相器反相后，得到两路互为反相的PWM驱动信号，分别驱动功率场效应管VT1、VT2，使VT1、VT2交替导通，从而在高频变压器的副边得到一SPWM波形，经过LC滤波后，得到一50Hz的正弦波，幅度可通过电位器RP进行改变。

u0Y 轴O①②③④⑤π⑥⑦⑧ ⑨⑩2π(a)正弦电压ωt u0PWM①②③④⑤(b)SPWM等效电压Y 轴O∠θ1∠θ∠θ3∠θ24-Udα1=θ1α2∠θ5=θ2X 轴ωt图1-2 SPWM逆变电路

1.3.2 论文的主要难点

我在做设计时候遇到难题是由于选择正弦波振荡电路的电阻参数错误和SPWM逆变电路调节RP在SG3525的9号管脚和SG3525芯片的5号管脚得不到相应的信号输出。最后在指导老师的帮助下经过更换电阻参数和负载R5从而得到应该得到的输出。

SPWM逆变电源原理与应用 SPWM逆变电源原理与应用

2.1 SPWM控制原理

逆变电路理想的输出电压是图2-1（a）正弦波u0=Uo1sinωt。而电压型逆变电路的输出电压是方波，如果将一个正弦波半波电压分成N等分，并把正弦曲线每一等分所包围的面积都用一个与其面积相等的等副矩形脉冲来代替，且矩形脉冲的中点与相应正弦等分的中重合，得到如图2-1（b）所示的脉冲列这就是PWM波形。正弦波的另外一个半波可以用相同的方法来等效。可以看出，该PWM波形的脉冲宽度按正弦规律变化，称为SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation）波形。

u0Y 轴O①②③④⑤π⑥⑦⑧ ⑨⑩2π(a)正弦电压ωt u0PWM①②③④⑤(b)SPWM等效电压Y 轴O∠θ1∠θ∠θ3∠θ24-Udα1=θ1α2∠θ5=θ2X 轴ωt

图2-1 SPWM电压等效正弦电压

根据采样控制理论，冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。脉冲频率越高，SPWM波形越接近正弦波。逆变器的输出电压为SPWM波形时，其低次谐波将得到很好的抑制和消除，高次谐波又能很容易滤去，从而可获得畸变率极低的正弦波输出电压。

SPWM控制方式就是对逆变电路开关器件的通、断进行控制，使输出端得带一系列幅值相等而狂度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或者其他所需要的波形。

从理论上讲，在SPWM控制方式中给出了正弦波频率、幅值和半周期内的脉冲 数后，脉冲波形的宽度和间隔便可以准确计算出来，然后计算的结果控制电路忠各开关器件的通、断，就可以得到所需要的波形，这种方法称为计算法。计算法很繁琐，其输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化，实际中很少应用。

在大多数情况下，人们采用正弦波与等腰三角波橡胶的办法来确定各矩形脉冲的宽度。等腰三角波上下宽度与高度呈线性关系且左右对称，当它与任何一个光滑曲线相交时，即得到一组等副而脉冲宽度正比于该曲线换数值的矩形脉冲，这种方法称为调制法。希望输出的信号为调制信号，接受调制的三角波称为载波。当调制信号是正弦波时所得到的便是SPWM波形；当调制信号是正弦波时，等效也能得到与调制信号的SPWM 根据前面的法分析，SPWM逆变电路的优点可以对那如下：

1.以得到接近正弦波输出电压，满足负载需要。

2.整流电路采用二级管整流，可获得较高的功率因数。

3.只用一级可控的功率环节，电路结构简单。

4.过对输出脉冲宽度控制就可改变输出电压的大小，大大加快了逆变器的动态响应速。

2.2 SPWM控制的发展前景

近年来，随着逆变电源在各行各业应用的日益广泛，采用正弦脉宽调制(SPWM)技术控制逆变电源提高整个系统的控制效果是人们不断探索的问题。对SPWM的控制有多种实现方法，其一是采用模拟电路、数字电路等硬件电路产生SPWM波形，该方法波形稳定准确，但电路复杂、体积庞大、不能进行自动调节；其二是借助单片机、DSP等微控制器来实现SPWM的数字控制方法，由于其内部集成了多个控制电路，如PWM电路、可编程计数器阵列(PCA)等，使得这种方法具有控制电路简单、运行速度快、抗干扰性强等优点。

2.3本章小结

本章就实验的SPWM控制原理利用等效波形图进行了简单的阐述，同时对SPWM控制的前景进行一定得介绍。

硬件电路的设计 硬件电路的设计

3.1SG3525介绍

随着电能技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司推出SG3525。SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET，其产品一推出就受到广泛好评。SG3525系列PWM控制器分军品、工业品、民品三个等级方面。下面对SG3525特点、引脚功能、电器参数、工作原理以及典型应用进行介绍。

（1）PWM控制芯片SG3525功能简介

SG3525是电流控制性型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照反馈电流表调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差信号放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统。因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。

（2）SG3525内部结构和工作特性

反相输入同相输入同步端同步输出CTRT软电端软启动

图3-1 SG3525引脚图

1234567816***09URefUCC输出BUC接地输出A封锁端补偿端

***15.1V基准振荡器欠压锁定输出AF/F1457x1x2x3S* / *u1RQ输出B1285.0K105.0K图3-2 SG3525结构方框图

1.相输入端(引脚1):误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80dB，其大小由反馈或输出负载而定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器的共模输入电压范围为1.5~5.2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。

2.相输入端(引脚2):此端通常接到基准电压引脚16的分压电阻上，取得2.5V的基准比较电压与引脚1的取样电压相比较。

3.步端(引脚3):为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的振荡频率，可以分别与它们的引脚4相副脚3相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步;也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。4.步输出端(引脚4):同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。5.振荡电容端(引脚5):振荡电容一端接至引脚5，另一端直接接至地端。6.振荡电阻端(引脚6):振荡电阻一端接至引脚6，另一端直接接至地端。7.放电端(引脚7):Ct的放电由5、7两端的死区电阻决定。

8.软起动(引脚8):比较器的反相端，即软起动器控制端(引脚8)，引脚8可外接软起动电容。

9.补偿端(引脚9):在误差放大器输出端引脚9与误差放大器反相输入端引脚1间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。10.锁端(引脚10):引脚10为PWM锁存器的一个输入端，一般在该端接入过流检测信号。

硬件电路的设计

11.冲输出端(引脚

11、引脚14):输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快。

12.地端(引脚12):该芯片上的所有电压都是相对于引脚12而言，既是功率地也是信号地。

13.挽输出电路电压输入端屿1脚13):作为推挽输出级的电压源，提高输出级输出功率。

14.片电源端(引脚15):直流电源从引脚15引人分为两路:一路作为内部逻辑和模拟电路的工作电压;另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1V土1的内部基准电压。

15.准电压端(引脚16):基准电压端引脚16的电压由内部控制在5.1V土1。可以分压后作为误差放大器的参考电压（3)SG3525脉宽调制器的特点

1.工作电压范围宽:8~35V。

2.5.1V士1%微调基准电源。

3.振汤器上作频率泡围觅:l00~400kHz。

4.具有振荡器外部同步功能。

5.死区时间可调。

6.内置软起动电路。

7.具有输入欠电压锁定功能。

8.具有PWM锁存功能，禁止多脉冲。

9.逐个脉冲关断。

10.双路输出(灌电流啦电流):500mA(峰值)。

3.2 文氏电桥振荡电路

硬件电路由三部分组成如图3-3 正弦波信号发生器SG3525逆变 图3-3 硬件电路组成图

正弦波发生器由两部分组成。前半部分为RC串并联型正弦波振荡器，后半部分为移位电路，最终将正弦波信号加在SG3525的输入管脚。图3-4为设计所选正弦信号发生装置的电路图

-12V10KRP15.1KR710KRP2R2R310KR10C3r810K10K00010K000104R6RP300R100R533kR9c2104104C1R433k文氏电桥振荡电路移位电路 图3-4 正弦波信号发生器

如图3-4所示，电阻R6左边是由Ua741和文氏电桥反馈网络组成的正弦波震荡电路。R4、C1与R5、C2组成文氏电桥的两臂，由他们组成正反馈的选频网络；文氏电桥的另外两臂由R1及R2、R3、RP1组成，是Ua741的负反馈网络，它们与集成运放一起组成振荡电路的放大环节。整个震荡条件主要由这两个反馈网络的参数决定。

振荡电路为RC串并联的选频网络，其振荡频率可由f=1/2*pi*RC计算。为使文氏电桥振荡电路满足起振条件，必须要求A≥3即R1≥2R2，即是在本电路忠的R2+R3+RP2≥2R1。因此，在运放的线性区间内电路不可能满足恒幅度平衡条件，只有当运放进入非线性区后，电路才能满足幅度平衡条件，因而输出电压信号将会产生非线性失真。为了减小非线性失真，应使电路的放大倍数A尽可能接近3.但是这样将使振荡电路起振调钱的裕度很小，当电路工作条件稍有变化时就有可能不起振。如果放大电路的负反馈网络采用非线性元件，它能够在输出信号较小时确保A足够大使电路容易起振；并且随着输出信号逐渐增大A能逐渐变小，也能够在运放进入非线性以前使电路满足幅度平衡条件，这样就可以获得即稳定而又不失真的正弦波输出信号。

本电路中加入了两个二极管进行稳幅，它是利用二极管的非线性自动调节负反馈的强弱来维持输出电压的恒定。如果起振A﹥3，则振幅将逐渐增大，在振荡过程中VD1、VD2将交替导通和截止，总有一个处于正向导通状态的二极管与12

硬件电路的设计

电阻并联，由于二级管正向电阻随电压增加而下降，因此负反馈随振幅上升而增强，也就是说A随振幅增大而下降，直至满足振幅平衡条件为止，并维持一定得振幅输出。因此调节RP1可以改变振荡的幅值以获得最小失真。总的来说，使用二极管做稳幅电路简单又经济，虽然波形失真可能较大，但适用于这种要求不高的场合。

文氏电桥正弦波振荡电路可以很方便的改变振荡频率，频率的调节范围也很广，目前许多的振荡电路都采用这种形式的电路。另外，RC正弦波振荡电路的振荡频率与RC的乘积成反比，如果希望加入它的振荡频率，势必减小R和C的取值。然而减小R将使放大电路的负载加重，减小C也不能超过一定限度，否则振荡频率将受寄生电容的影响而不稳定。此外，普通集成运放的带宽较窄，也限定了振荡频率的提高。因此，有集成运放组成的RC正弦波振荡电路的振荡频率一般不超过1MHz,本电路输出正弦波频率为50Hz，在要求范围之内，所以选取RC正弦波振荡电路是可行的。

3.3移位电路分析

SG3525芯片振荡产生锯齿波，锯齿波的顶点约为3.3V，谷点约为0.9V。正弦信号发生器产生的正弦波需与SG3525产生的锯齿波进行比较，所以要将正弦波位移至相应位置。

图3-4中，包括R6以内右边的电路为位移电路，电阻R6与变阻器RP3先使前半部分输出的正弦信号的幅值降低，调节RP3使其变化至需要的幅值范围内然后输出。

电阻R7、R8和变阻RP2的作用是使正弦信号位移，调节RP2使正弦波位移至电路所需位置。其后是一个带负反馈的运算放大器电路。而且上面有个电容，表示对某频率段有较大的负反馈作用。运算放大器同相输入端电位为零，根据电路虚短的原理其反相输入端的电位也为零，所以当输入电压小于零的时候运放才有输出波形。

3.4 逆变电路的工作原理分析

逆变电路的主要功能是将直流电逆变成某一频率或可变频率的交流电供给负载。本论文所选的逆变电路如图3-5所示，Ud=15为直流输入电压，当开关使VT1导通，VT2截止时，逆变器输出电压U0=Ud；当开关使VT2导通，VT1截止时，逆变器输出电压U0=-Ud。当以频率fs交替切换VT1和VT2时，则在输出上获得如图3-6所示的交变电压波形，其周期Ts=1/fs，这样，就将直流电压Ud变成的交流电压U0。U0含有各次谐波，论文是想得到正弦波电压，则可通过LC滤波器滤波获得。

13-15vLR2R33K正弦波信号发生器159RP3Kvt1N11N2N12133KR4vt2C882C615.6KR1102C1SG3525510111214C2R57103

图3-5 SPWM逆变电路

UoUdOY 轴X 轴Tst-Ud

图3-6交变电压波形

3.5 本章小结

本章对于单相SPWM逆变电源的设计进行了介绍，技术指标和电路参数结合设计电路图进行了详细的解释与计算，同时对驱动芯片SG3525做了一定的介绍，主要介绍了单相正弦波SPWM逆变电源的电路以及工作原理。

系统的检测与分析 系统的检测与分析

4.1正弦发生器部分的调试

测试结果如下：表4-1为文氏振荡电路电位器RP1和输出电压Uo的关系。

表4-1输出电压和电位器RP1的关系

运行过程中振荡产生的正弦波和位移后的正弦波如图4—

1、4—2所示，正弦波的起振幅值为3V，起振时RP1为1.74K。最大不失真幅值为6V，RP1为5.20K。

脉宽调制SG3525的振荡器产生的锯齿波顶点约为3.3V，谷点约为0.9V。位移后的正弦波应调节至与其相近。最后RP3的调节值为5.28K，RP2的调节值为2.03K。RP1(K)Uo(V)1.32.741.743.093.84.375.206.03

图4-1文氏振荡电路波形

图4-2移位电路波形

4.2逆变部分及整体运行结果

由波形发生器产生一50Hz、幅度可变的正弦波，送人SG3525的第9端，和SG3525的第5脚（锯齿波）比较后，输出经调制（调制频率约为10kHz）的SPWM波形，经过到相器反相后，得到两路互为反相的PWM驱动信号，分别驱动功率场效应管VT1、VT2，使VT1、VT2交替导通，从而在高频变压器的副边得到一SPWM波形，经过LC滤波后，得到一50Hz的正弦波，幅度可通过电位器RP进行改变。波形如下图4—3所示。表4—2为逆变电路中电位器RP和输出电压Uo的关系。

表4-2输出电压和电位器RP的关系

RP(K)Uo(V)

4.366.835.757.587.359.329.4810.53SG3525芯片5号管脚的锯齿波波形如图4—3所示

图4-3 5号管脚锯齿波波形

SG3525芯片13号管脚输出的正弦波脉宽调制信号波形如图4—4所示

系统的检测与分析

图4—4 脉宽调制正弦波波形

输出的单相正弦波逆变电源信号波形如图4—5所示

图4-5输出的正弦波逆变电源信号波形

工作照如图4-6所示

图4-6 工作照

结论与展望

5结论与展望

通过本篇论文的设计，使我们对单相正弦波SPWM逆变电源的工作原理有了比较深入的理解，掌握了利用SG3525设计单相正弦波SPWM逆变电源概念、工作波形等内部构造及其工作原理。利用SG3525设计出来的单相正弦波SPWM逆变电源具有线路简单，调试方便，功能完备。输出的交流电源谐波干扰小、电磁兼容性好。

本论文设计的单相正弦波SPWM逆变电源经过实验、调试及验证，足以证明设计的正确性和可行性。

但是由于能力有限，本论文的设计只是通过简单的运算得出参数，进而通过电路连接和示波器显示的波形来验证，并没有做出实际的东西来，而且只是设计了一种方案就进行了实验，并没有其他更多的设计方案和电路来进行比较，这是比较遗憾的。

致谢

致谢

本论文的研究工作是在指导老师李瑞程的悉心指导下努力完成的。在老师的关心和指导下，使我能够从毕业设计的选题一直到论文的撰写顺利的完成整个课题的要求。在此期间，这些过程让我培养了很好的自学能力，以及独自处理问题的能力，让我明白，我要积极地面对困难并且克服困难。这些不管是对我往后的生活还是工作，都将是受益匪浅。在此，致上我最崇高的敬意以及感激之情。感谢学校的培育之恩，感谢学院提供良好的实验场所和实验设备。学校老师的谆谆教导，学校浓厚的学习氛围，学校同学的团结互助，帮助我顺利完成学业。在此，我衷心祝愿我们城市学院能够越办越好。

参考文献

参考文献

[1] 杨文通，李帅，刘志峰，张爱平，王建华。一种准正弦波逆变电源的设计。现代制造工程。

2009，Loads．IEEE-EPEMC'2000．2000：381-384．

[2] 李爱文，张承慧。现代逆变技术及其应用.北京：科学出版社，2000． [3] 周志敏，周纪海，纪爱华。逆变电源实用技术。北京：中国电力出版社，2005． [4] 刘凤君。正弦波逆变器。第一版。北京：科学出版社，2002．

[5] 王建兵。基于SPWM 技术的测试电源的研究与设计。太原理工大学．2008． [6] 钱金川，朱守敏。全桥式逆变电源主电路设计。电工电气．2010．NO．4． [7] 孙肖子，张企民。模拟电子技术基础。西安：西安电子科技大学出版社，2001 [8] 张工一，肖湘宁。现代电力电子技术原理与应用。北京：科学技术出版社，1999 [9] Milan Prodanovic，Timothy C．Control and Filter Design of Three-Phase Inverters for High Power Quality Grid Connection．IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS，VOL.18, NO.1,JANUARY 2003．

[10] RamonO．Caceres，Member，IEEE，Ivo Barbi Senior Member，IEEE．A Boost DC-AC Converter: Analysis ,Design ,and Experimentation．IEEE TRANSACTIONS ON POWERELECTRONICS,VOL.14,NO.1, JANUARY 1999． [11] 窦伟，黄念慈，于玮，首福俊．单片机控制的正弦波逆变电源．Vol．38，No．6．December，2004．

第四篇：基于16位单片机的逆变电源系统的设计

基于16位单片机的逆变电源系统的设计

近来,逆变电源在各行各业的应用日益广泛。本文介绍了一种以16位单片机8XC196MC为内核的逆变电源系统的设计。8XC196MC片内集成了一个3相波形发生器WFG，这一外设装置大大简化了产生同步脉宽调制波形的控制软件和外部硬件，可构成最小单片机系统同时协调完成SPWM波形生成和整个系统的检测、保护、智能控制、通讯等功能。

2、电源系统的基本原理

该电源由蓄电池输入24V直流电，然后通过桥式逆变电路逆变成SPWM波形，经低通滤波器得到正弦波输出。SPWM波形由8XC196MC的3相波形发生器WFG产生，可输出所需电压和频率的正弦波。

3、系统硬件设计

该逆变电源系统可实现调频、调压功能。通过A/D转换，自动反馈调节电压，使输出波形稳定。三相电压值、频率可用数码管显示，通过使用MAX232E可与PC机通讯，实现远程控制与监测。该系统的硬件框图如图1所示。

3．1SPWM波形产生电路

SPWM波形是由8XC196MC的专用寄存器WFG控制下完成的。WFG的功能特点：

片内有3个同步的PWM模块，每个模块包含一个相位比较寄存器、一个无信号时间（deadtime）发生器和一对可编程的输出。WFG可产生独立的3对PWM波形，但它们有共同的载波频率、无信号时间和操作方式。一旦起动以后，WFG只要求CPU在改变PWM的占空比时加以干预。

WFG的工作原理： 1．时基发生器为SPWM建立载波周期。该周期值取决于WG-RELOAD的值； 2．相位驱动通道决定SPWM波形的占空比，可编程输出，每个相位驱动器包含一个可编程的无信号时间发生器；

3．控制电路用来确定工作模式和其它寄存器配置信息。WFG有2种中断：WFG中断和EXTINT中断。

WFG中断是重装载WG-COUNT时产生。不同的工作方式，有不同的重装载方式，每个PWM周期，方式0在WG-COUNT=WG-RELOAD时产生一次WFG中断，方式1在WG-COUNT=WG-RELOAD和WG-COUNT=1时都产生中断。

EXTINT中断由保护电路产生。可编程设置产生中断的方式，在整个系统检测过流信号，保护电力电子开关器件。

3．2驱动与保护电路

按照传统的逆变器驱动电路的设计，器件的开关动作需要靠独立的驱动电路来实现，并且要求驱动电路的供电电源要彼此隔离，这无疑增加了硬件电路的设计困难，降低了逆变电路的可靠性。为解决上述问题，本文选用了美国IR公司的驱动芯片IR2130。该芯片采用自举驱动方式，悬浮沟道设计使其能驱动母线电压小于600v的功率管，开关频率可以从几十赫兹到数百千赫兹。其内部自举技术的巧妙运用，可使其应用于高压系统，还可以对上下桥臂器件的门极驱动信号产生2微秒的互锁信号，而且设置了欠压保护功能，可方便的设计出过压、过流保护。

在实际应用中应该注意一些问题，尤其是要严格设计选用自举二极管和自举电容。自举二极管的恢复时间很重要，本设计采用快速恢复二极管，其耐压值一定要大于母线峰值。自举电容的容量由功率管的栅极驱动要求和最大开通时间决定，必须保证电容充电到足够的电压，而放电时其两端电压不低于欠压保护动作值，一般驱动开关频率大于5K赫兹时，电容不应该小于0.1。电源电容容量的匹配也十分重要，其值至少是自举电容的十倍。芯片内部自带过流保护功能，一旦发生过流或直通故障，能迅速关断PWM输出。

该器件只要合理的选择自举电容，电源电容，自举二极管，驱动电路工作十分可靠。

3．3显示与通信接口

显示部分采用HD7279A同时驱动8位共阴极数码管，该芯片完全由单片机控制，接口简单，控制方式灵活。

显示内容：三相电压，三相电流，频率，各种保护状态。与PC机通信使用MAX232E进行电平交换，该芯片产生TTL（单片机侧）电平和RS-232（PC机侧）电平。串行通信口通过MAX232E与PC机串行口相连。

系统软件设计

图2软件结构框图

软件程序设计是整个逆变电源系统的核心，它决定逆变电源输出的特性，如：电压范围及稳定度、谐波含量、保护功能的完善、可靠性等。软件框图如图2所示。

4．1初始化

计算一个周期内的正弦脉宽值，初始化I/O口和WFG波形发生器，设置载波周期和死区时间。

在方式0中，载波周期TC的计算公式为： Tc=(2×WG-RELOAD)/Fxtal(μs)在忽略无信号时间的情况下，占空比为： 占空比=（WG-COMPx/WG-RELOAD）×100％ 4．2频率调节和输出电压调节

通过改变WG-RELOAD中的时间常数，可调节输出频率。通常保持同步调制关系，即频率调制比不变，mf=常量。在频率调节过程为保证输出电压不变，在改变G-RELOAD内容的时，按比较地改变WG-COMPx中的值。

由于负载的变化，输出电压是不稳定的。要达到良好的动态稳压特性，采用输出电压反馈闭环控制。采用算法为增量数字PID：

∆u(k)=u(k)-u(k-1)=kp[e(k)-e(k-1)]+k1e(k)+kD[e(k)-2e(k-1)+e(k-2)] 按PID的结果修正各开关周期的脉宽，可以达到调节电压目的。4．3对外串行接口程序

8XC196MC单片机的串行通讯方式在实际应用中效果非常好，其灵活性和实用性是其它独立串口所无法比拟的。利用EPA和PTS实现串行通讯可完成与PC机的RS232方式的通信，进行数据的发送、上传。

5、实验分析

采用以上方案，制造了一台样机进行试验。实验参数为：直流24V电压输入，载波频率9.6KHZ，主回路功率管IRF540，直流侧电容C=470uF，变压器的匝数比1：10，输出滤波电感Lf=6mH，输出滤波电容Cf=30uF。

图3为试验输出波形：

图3输出电压波形

6、结论 该电源设备结构合理，体积小、成本低、稳定。试验表明，逆变电源输出波形好，可实现调压调频，动态特性好，可靠性高。本文的创新点在于控制电路大为简化并且实现了全数字化，其系统能智能控制及远程监测。

参考文献: [1]程军.intel80C196单片机应用实践与C语言开发[M].北京:北京航空航天大学出版

摘自中电网的供电电源要彼此隔离，这无疑增加了硬件电路的设计困难，降低了逆变电路的可靠性。为解决上述问题，本文选用了美国IR公司的驱动芯片IR2130。该芯片采用自举驱动方式，悬浮沟道设计使其能驱动母线电压小于600v的功率管，开关频率可以从几十赫兹到数百千赫兹。其内部自举技术的巧妙运用，可使其应用于高压系统，还可以对上下桥臂器件的门极驱动信号产生2微秒的互锁信号，而且设置了欠压保护功能，可方便的设计出过压、过流保护。在实际应用中应该注意一些问题，尤其是要严格设计选用自举二极管和自举电容。自举二极管的恢复时间很重要，本设计采用快速恢复二极管，其耐压值一定要大于母线峰值。自举电容的容量由功率管的栅极驱动要求和最大开通时间决定，必须保证电容充电到足够的电压，而放电时其两端电压不低于欠压保护动作值，一般驱动开关频率大于5K赫兹时，电容不应该小于0.1。电源电容容量的匹配也十分重要，其值至少是自举电容的十倍。芯片内部自带过流保护功能，一旦发生过流或直通故障，能迅速关断PWM输出。

该器件只要合理的选择自举电容，电源电容，自举二极管，驱动电路工作十分可靠。

3．3显示与通信接口

显示部分采用HD7279A同时驱动8位共阴极数码管，该芯片完全由单片机控制，接口简单，控制方式灵活。

显示内容：三相电压，三相电流，频率，各种保护状态。

与PC机通信使用MAX232E进行电平交换，该芯片产生TTL（单片机侧）电平和RS-232（PC机侧）电平。串行通信口通过MAX232E与PC机串行口相连。

系统软件设计

图2

第五篇：基于单片机的逆变电源系统设计

第一章 逆变电源的数字化控制 2 1.1逆变电源数字化控制技术的发展 2 1.2传统逆变电源控制技术 2 1.2.1传统逆变电源控制技术的缺点 2 1.2.2传统逆变电源控制技术的改进 2 1.3逆变电源数字化控制技术的现状 2 1.3.1逆变电源控制技术数字化、智能化、网络化 2 1.3.2逆变电源数字化需要解决的一些难题 2 1.4逆变电源数字化的各种控制策略 2 1.4.1数字PI控制 2 1.4.2滑模变结构控制 2 1.4.3无差拍控制 2 1.4.4重复控制 2 第二章 推挽型逆变器的基础知识 2 2.1 开关型逆变器 2 2.2 推挽型电路 2 2.2.1 线路结构 2 2.2.2 工作原理 2 2.2.2推挽型逆变器的变压器设计 2 第三章 基于单片机的控制系统设计 2 3.1 系统硬件电路的设计 2 3.1.1 AT89C52单片机 2 3.1.2显示电路 2 3.1.3 A/D转换电路 2 3.1.4 SPWM波形电路 2 3.1.5 SA828主要特点 2 3.1.6 SA828工作原理 2 3.1.7内部结构及工作原理 2 3.1.8 SA828 初始化寄存器编程 2 3.1.9 SA828控制寄存器编程 2 3.2 系统软件的设计 2 3.2.1 初始化程序 2 3.2.2 主程序 2 3.2.3 SA838初始化及控制子程序 2 3.2.4 ADC0809的控制及数据处理子程序 2 3.2.5 数据处理及电压显示子程序 2 3.2.6 输出频率测试计算及显示子程序部分 2 第四章 联机调试及结果分析 2 4.1 联机调试情况 2 4.2 实验验证及结果分析 2 4.3结论 2 参考文献 2 第一章 逆变电源的数字化控制

1.1逆变电源数字化控制技术的发展 随着网络技术的发展，对逆变电源提出了更高的要求，高性能的逆变电源必须满足：高输入功率因数，低输出阻抗；暂态响应快速，稳态精度高；稳定性高，效率高，可靠性高；电磁干扰低等。要实现这些功能，离不开数字化控制技术。1.2传统逆变电源控制技术

1.2.1传统逆变电源控制技术的缺点 传统的逆变电源多为模拟控制系统。虽然模拟控制技术已经非常成熟，但其存在很多固有的缺点：控制电路的元器件比较多，电路复杂，所占的体积较大；灵活性不够，硬件电路设计好了，控制策略就无法改变；调试不方便，由于所采用器件特性的差异，致使电源一致性差，且模拟器件的工作点的漂移，导致系统参数的漂移。模拟方式很难实现逆变电源的并联，所以逆变电源数字化控制是发展的趋势，是现代逆变电源研究的一个热点。1.2.2传统逆变电源控制技术的改进

为了改善系统的控制性能，通过模拟、数字(A/D)转换器，将微处理器与系统相连，在微处理器中实现数字控制算法，然后通过输入、输出口或脉宽调制口（pulse width modulation, PWM）发出开关控制信号。微处理器还能将采集的功率变换装置工作数据，显示或传送至计算机保存。一些控制中所用到的参考值可以存储在微处理器的存储器中，并对电路进行实时监控。微处理器的使用在很大程度上提高了电路系统的性能，但由于微处理器运算速度的限制，在许多情况下，这种微处理器辅助的电路控制系统仍旧要用到运算放大器等模拟控制元件。近年来随着大规模集成电路技术的发展，一些专用心片的产生，使逆变电源的全数字控制成为现实。实时地读取逆变电源的输出，并实时地处理，使得一些先进的控制策略应用于逆变电源控制成为可能，从而可对非线性负载动态变化时产生的谐波进行动态补偿，将输出谐波达到可以接受的水平。

1.3逆变电源数字化控制技术的现状

1.3.1逆变电源控制技术数字化、智能化、网络化

随着电机控制专用芯片的出现和控制理论的普遍发展，逆变电源技术朝着全数化智能化及网络化的方向发展，逆变电源的数字控制技术发生了一次大飞跃。逆变电源数字化控制的优点在于各种控制策略硬件电路基本是一致的，要实现各种控制策略，无需变动硬件电路，只需修改软件即可，大大缩短了开发周期，而且可以应用一些新型的复杂控制策略，各电源之间的一致性很好，这样为逆变电源的进一步发展提供了基础，而且易组成可靠性高的大规模逆变电源并联运行系统。

1.3.2逆变电源数字化需要解决的一些难题

数字化是逆变电源发展的主要方向，但还是需要解决以下一些难题：

a)逆变电源输出要跟踪的是一个按正弦规律变化的给定信号，它不同于一般开关电源的常值控制。在闭环控制下，给定信号与反馈信号的时间差就体现为明显的相位差，这种相位差与负载是相关的，这就给控制器的设计带来了困难。

b)逆变电源输出滤波器对系统的模型影响很大，输入电压的波动幅值和负载的性质，大小的变化范围往往比较大，这些都增加了控制对象的复杂性，使得控制对象模型的高阶性、不确定性、非线性显著增加。

c)对于数字式PWM，都存在一个开关周期的失控区间，一般是在每个开关周期的开始或上个周期之末来确定本次脉冲的宽度，即使这时系统发生了变化，也只能在下一个开关周期对脉冲宽度做出调整，所以现在逆变电源的数字化控制引起了广泛的关注。1.4逆变电源数字化的各种控制策略

逆变电源数字控制方法成为当今电源研究领域的一个热点，与数字化相对应，各种各样的离散控制方法也纷纷涌现，包括数字比例-积分-微分（PI）调节器控制、无差拍控制、数字滑变结构控制、模糊控制以及各种神经网络控制等，从而有力地推动逆变电源控制技术的发展。

1.4.1数字PI控制

数字PI控制以参数简单、易整定等特点得到了广泛应用。逆变器采用模拟数字PI控制时，如果只是输出电压的瞬时值反馈，其动态性能和非线性负载时的性能不会令人满意；如果是输出滤波电感或输出滤波电容的电流瞬时值引入反馈，其性能将得到较大改进，然而，庞大的模拟控制电路使控制系统的可靠性下降，调试复杂，不易于整定。数字信号处理芯片的出现使这个问题得以迅速解决，如今各种补偿措施及控制方式可以很方便地应用于逆变电源的数字PI控制中，控制器参数修改方便，调试简单。

但是，数字PI控制算法应用到逆变电源的控制中，不可避免地产生了一些局限性：一方面是系统的采样量化误差，降低了算法的分辨率，使得PI调节器的精度变差；另一方面，采样和计算延时使被控系统成为一个具有纯时间滞后的系统，造成PI控制器设计困难，稳定性减小，随着高速专用芯片及高速A/D的发展，数字PI控制技术在逆变电源的控制中会有进一步的应用。

1.4.2滑模变结构控制

滑模变结构控制（sliding mode variable structure control，SVSC）最显著的特点是对参数变化和外部扰动不敏感，即鲁棒性强，加上其固有的开关特性，因此非常适用于闭环反馈控制的电能变换器。

基于微处理器的离散滑模控制使逆变器输出波形有较好的暂态响应，但系统的稳态性能不是很理想。具有前馈控制的离散滑模控制系统[1]，暂态性能和稳态精度得到提高，但如果系统过载时，滑模控制器的负担将变得非常重。自矫正离散滑模控制可以解决这个问题。

逆变器的控制器由参数自适应的线性前馈控制器和非线性滑模控制器组成，滑模控制器仅在负载导致输出电压变化时产生控制力，稳态的控制力主要由前馈控制器提供，滑模控制器的切换面（超平面）是根据优化准则进行设计的。1.4.3无差拍控制

无差拍控制（deadbeat control）是一种基于电路方程的控制方式，其控制的基本思想是将输出正弦参考波等间隔地划分为若干个取样周期，根据电路在每一取样周期的起始值，用电路理论算出关于取样周期中心对称的方波脉冲作用时，负载输出在取样周期末尾时的值。这个输出值的大小，与方波脉冲的极性与宽度有关，适当控制方波脉冲的极性与宽度，就能使负载上的输出在取样周期的末后与输出参考波形相重合[2]。不断调整每一取样周期内方波脉冲的极性与宽度，就能在负载上获得谐波失真小的输出。因此，即使在很低的开关频率下，无差拍控制也能够保证输出波形的质量，这是其它控制方法所不能做到的,但是，其也有局限性：由于采样和计算时间的延迟，输出脉冲的占空比受到很大限制；对于系统参数的变化反应灵敏，如电源电压波动、负载变动，系统的鲁棒性差。

对于采样和计算延时的影响，一种方法是通过修改输出脉冲方式的方法来减小计算延时造成的占空比局限；另一种方法是通过状态观测器对系统状态提前进行预测，用观测值替代实际值进行控制，从而避免采样和计算延时对系统的影响。为了提高系统的鲁棒性，一种方法是采用负载电流预测方法来减小负载变动对电源输出的影响，但实际改善的程度有限；另一种可行的方法是对系统参数进行在线辨识，从而实时确定控制器参数，以达到良好的控制效果。但是，在线系统辨识的计算复杂度和存储量都非常大，一般的微处理器很难在很短的时间内完成，因此实现的可能性不大，所以还没有一种比较好的方法来解决无差拍控制鲁棒性差的问题。正是由于无差拍控制在电源控制中的不足及局限性到目前还难以解决，使得无差拍控制在工业界的应用还有待不断的深入研究。1.4.4重复控制

逆变器采用重复控制（repetitive control）是为了克服整流型非线性负载引起的输出波形周期性的畸变，它通常与其他PWM控制方式相结合。重复控制的思想是假定前一周期出现的基波波形将在下一基波周期的同一时间重复出现，控制器根据给定信号和反馈信号的误差来确定所需的校正信号，然后在下一个基波周期的同一时间将此信号叠加到原控制信号上，以消除后面各周期中将出现的重复畸变[3]。

虽然重复控制使系统获得了很好的静态性能，且易于实现，但该技术却不能够获得好的动态性能。自适应重复控制方案成功地应用于逆变器的控制中。

模糊控制（fuzzy control）能够在准确性和简洁性之间取得平衡，有效地对复杂的电力电子系统做出判断和处理。将模糊控制应用于逆变器，具有如下优点:模糊控制器的设计不需被控对象的精确数学模型,并且有较强的鲁棒性和自适应性；查找模糊控制表只需占有处理器很少的时间，可采用较高采样率来补偿模糊规则和实际经验的偏差。

将输出电压和滤波电感电流反馈，即电压误差和电感电流作为输入模糊变量，可以实现逆变器的模糊控制，整流性负载时，其输出电压总谐波失真（total harmonic distortion,TH）小于5％，将模糊控制与无差拍控制相结合，可用来补偿由于非线性负载导致的电压降落，[5-6]。模糊控制从模仿人的思维外特性入手，模仿人的模糊信息处理能力。它对系统的控制是以人的经验为依据的，而人的经验正是反映人在思维过程中的判断、推理、归纳。理论上已经证明，模糊控制可以任意精度逼近任何线性函数，但受到当前技术水平的限制，模糊变量的分档和模糊规则都受到一定的限制，隶属函数的确定还没有统一的理论指导，带有一定的人为因素，因此，模糊控制的精度有待于进一步提高。

此外神经网络控制是一种使用人工神经网络的控制方法。因为人工神经网络是建立在强有力的数学基础上，所以它有很大的潜力，这个数学基础包括各种各样的已被充分理解的数学工具。在无模型自适应控制器中，人工神经网络也是一个重要组成部分。但由于神经网络的实现技术没有突破，还没有成功地应用于逆变电源的控制中。

第二章 推挽型逆变器的基础知识 2.1 开关型逆变器 广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变为另一种形态的主电路都叫做开关变换电路，这种变换可以是交流电和直流电之间的变换，也可以是电压或电流幅值的变换，或者是交流电的频率、相数等的变换。按电力电子的习惯称谓，基本的电力电子电路可以分为四大类型，即AC——DC电路、DC——AC电路、AC——AC电路、DC——DC电路。本文中的逆变电路就属DC——AC电路。开关逆变器中的开关都是在某一固定频率下工作，这种保持开关频率恒定，但改变接通时间长短（即脉冲宽度），使负载变化时，负载上电压变化不大的方法，称脉宽调制法（Pluse Width Modulation,简称为PWM）[4]。由于电子开关按外加控制脉冲而通断，控制与本身流过的电流、二端所加的电压无关，因此电子开关称为“硬开关”。凡用脉宽调制方式控制电子开关的开关逆变器，称为PWM开关型逆变器。本文是用SPWM专用产生芯片控制电子开关的通断，属硬开关技术。相对应有另一类控制技术“软开关”，它是一种使电子开关在其两端电压为零时导通电流，或使流过电子开关电流为零时关断的控制技术。软开关的开通、关断损耗理想值为零，损耗很小，开关频率可以做到很高。2.2 推挽型电路

各种变换电路按其是否具备电能回馈能力分为非回馈型和回馈型，非回馈型电路按其输出端与输入端是否电气个力分为非隔离型和隔离型。隔离型电路又分为正激型、反激型、半桥型、全桥型和推挽型。带中心抽头变压器原边两组线圈轮流工作的线路一般称为推挽线路，它不太适合离线变换器的应用。推挽型电路的一个突出优点是变压器双边励磁，在输入回路中仅有1个开关的通态压降，而半桥型电路和全桥型电路都有2个，因此在同样的条件下，产生的通态损耗较小，而且不需驱动隔离，驱动电路简单，这对很多输入电压较低的电源十分有利，因此低电压输入类电源应用推挽型电路比较合适。但是功率开关所承受的电压应大于2。

2.2.1 线路结构

图1-1 推挽型电路原理图

推挽型电路的原理图如图1-1所示。主变压器 原边绕组 接成推挽形式，副变绕组 接成全波整流形式。

2.2.2 工作原理

由于驱动电路作用，两个功率开关管、交替导通。当 导通时，加到 上，所有带“．” 端为正。功率开关管 通过变压器耦合作用承受 的电压。副边绕组 “．” 为正，电流流经、L到负载上。原边电流是负载折算至原边的电流及原边电感所定的磁化电流之和。导通期间，原边电流随时间而增加，导通时间由驱动电路决定。关断时，由于原边能量的储存和漏电感的原因，的漏极电压将升高.2.2.2推挽型逆变器的变压器设计

推挽型逆变器设计在整个电源的设计过程中具有最为重要的地位，一旦完成设计，不宜轻易改变，因此设计时对各方面问题考虑周全，避免返工，造成时间和经费的浪费。下面介绍具体设计。变压器是开关电源中的核心元件，许多其他主电路元器件的参数设计都依赖于变压器的参数，因此应该首先进行变压器的设计。高频变压器工作时的电压、电流都不是正弦波，因此其工作状况同工频变压器是很不一样的，设计公式也有所不同。需要设计的参数是电压比、铁心的形式和尺寸、各绕组匝数、导体截面积和绕组结构等，所依据的参数是工作电压、工作电流和工作频率等[5]。另外，变压器兼有储能,限流,隔离的作用.在磁心大小,原边电感,气隙大小,原,副边线圈匝数的选择,以及在磁心内直流成分和交流成分之间的相互影响都应在设计中细致考虑.第三章 基于单片机的控制系统设计

按照设计的要求，基于单片机AT89C52的设计主要实现以下功能：SA828的初始化及控制、ADC0809采样的数据的处理和输出显示电压频率。选用单片机作为主控器件，控制部分的原理框图如下：

图3-1 控制系统原理框图 3.1 系统硬件电路的设计

图3-2为控制部分的电路原理图。电路主要由AT89C52单片机、四位显示及驱动电路、AD采样电路、复位电路等组成。

图3-2 3.1.1 AT89C52单片机

AT89C52是美国ATMEL公司生产的低电压，高性能CMOS 8为单片机，片内含8k bytes 的可反复擦写的Flash只读程序存储器和256 bytes的随机存取数据存储器（RAM），器件采用ATMEL公司的高密度、非易失性存储技术生产，与标准MCS-51指令系统及8052善拼引脚兼容，片内置通用8位中央处理器（CPU）和Flash存储单元，功能强大AT89C52单片机适合于许多较为复杂控制应用场合。[6] 主要性能参数：

与MCS-51产品指令和引脚完全兼容 8k字节可充擦写Flash闪速存储器 1000次擦写周期

全静态操作：0Hz—24MHz 三级加密程序存储器 256×8字节内部RAM 32个可变成I/O口线 3个16位定时计数器 8个中断源

可编程串行UART通道 低功耗空闲和掉电模式 功能特性概述：

AT89C52提供以下标准功能：8k字节Flash闪速存储器，256字节内部RAM，32个I/O口线，3个16位定时/计数器，一个6向量两极中断结构，一个全双工串行通信口，片内振荡器及时钟电路。同时，AT89C52可降至0Hz的静态逻辑操作，并支持两种软件可选的节电工作模式。空闲方式停止CPU的工作，但允许RAM，定时器/计数器，串行通信口及中断系统继续工作。掉电方式保存RAM中的内容，但振荡器停止工作并禁止其他所有部件工作直到下一个硬件复位。引脚功能： Vcc：电源电压 GND：地

P0口：P0口是一组8位漏极开路型双向I/O口，也即地址/数据总线复用口。作为输出口用时，每位能吸收电流的方式驱动8个TTL逻辑门电路，对端口P0写“1”时，可作为高阻抗输入端用。

在访问外部数据存储器或程序存储器时，这组口线分时转换地址（低8位）和数据总线复用，在访问期间激活内部上拉电阻。在Flash编程时，P0口接收指令字节，而在程序校验时，输出指令字节，校验时，要求外接上拉电阻。

P1口：P1是一个带有内部上拉电阻的8位双向I/O口，P1的输出缓冲级可驱动（吸收或输出电流）4个TTL逻辑门电路。对端口P1写“1”，通过内部的上拉电阻把端口拉到高电平，此时可作输入口。作输入口使用时，因为内部存在上拉电阻，某个引脚被外部信号拉低时会输出一个电流。

与AT89C51不同之处是，P1.0和P1.1还可分别作为定时/计数器2的外部技术输入（P1.0/T2）和输入（P1.1/T2EX）。

Flash编程和程序校验期间，P1接收低8位地址。

P2口：P2是一个带有内部上拉电阻的8位双向I/O口，P2的输出缓冲级可驱动（吸收或输出电流）4个TTL逻辑门电路。对端口P2写“1”，通过内部的上拉电阻把端口拉到高电平，此时可作输入口。作输入口使用时，因为内部存在上拉电阻，某个引脚被外部信号拉低时会输出一个电流。

在访问外部程序存储器或16位地址的外部数据存储器（例如执行MOVX @DPTR指令）时，P2口送出高8位地址数据。在访问8位地址的外部数据存储器（如执行MOVX @RI指令）时，P2口输出P2锁存器的内容。

Flash编程或校验时，P2亦接收高位地址和一些控制信号。

P3口：P3口是一组带有内部上拉电阻的8位双向I/O口。P3口输出缓冲级可驱动（吸收或输出电流）4个TTL逻辑门电路。对P3口写入“1”时，他们被内部上拉电阻拉高可作为输入端口。此时，被外部拉低的P3口将用上拉电阻输出电流。

P3口出了作为一般的I/O线外，更重要的用途是它的第二功能，如下表： 端口引脚 第二功能

P3.0 RXD（串行输入口）P3.1 TXD（串行输出口）P3.2（外中断0）P3.3（外中断1）

P3.4 T0（定时/计数器0）P3.5 T1（定时/计数器1）

P3.6（外部数据存储器写选通）P3.7（外部数据存储器读选通）

此外，P3口还接收一些用于Flash闪速存储器编程和程序校验的控制信号。

RST：复位输入。当振荡器工作时，RST引脚出现两个周期以上高电平将使单片机复位。XTAL1：振荡器反相放大器的及内部时钟发生器的输入端。XTAL2：振荡器反相放大器的输出端。对于本次设计的引脚使用情况如下： P1口：控制LED数码管8位段码;P3.0，P3.1，P3.4，P3.5：数码管位选通口;XTAL：接晶振;RST：接复位电路;P0： ADC0809的结果输入；SA828的控制字口;P2.0：SA828的片选;P2.7：ADC0809的片选;P3.2：外部中断0.AT89C52是一个低电压，高性能CMOS 8位单片机，片内含8KB的可反复擦写的Flash只读程序存储器和256×8位的随机存取数据存储器（RAM），3个16位定时/计数器、6个中断源、低功耗空闲和掉电方式等特点。器件采用ATMEL公司的高密度、非易失性存储技术生产，兼容标准MCS-51指令系统，片内置通用8位中央处理器和Flash存储单元，可以满足系统要求。系统采用5V电源电压，外接12M晶振。3.1.2显示电路

显示的方法分为动态显示和静态显示。所谓静态显示就是在同一时刻只显示一种字符，其显示方法简单，只需将显示段码送至段码口，并把位控字送至位控口即可。动态显示是利用人眼对视觉的残留效应，采用动态扫描显示的方法。[7]本设计采用动态显示，显示电路采用四位一体共阳极LED数码管，从P1口输出段码，位选控制端接于P3.0,P3.1,P3.4,P3.5。段驱动采用74LS245，位选驱动采用74LS244。硬件连接图如下： 图3-3 显示部分硬件连接图 3.1.3 A/D转换电路

A/D转换器采用集成电路0809完成，0809是8位MOS型A/D转换器。[] 1).主要特性

① 8路8位A／D转换器，即分辨率8位;② 具有转换起停控制端;

③ 转换时间为100μs;

④ 单个＋5V电源供电;

⑤ 模拟输入电压范围0～＋5V，不需零点和满刻度校准;

⑥ 工作温度范围为-40～＋85摄氏度；

⑦ 低功耗，约15mW。

2).内部结构

ADC0809是CMOS单片型逐次逼近式A／D转换器，内部结构如图所示，它由8路模拟开关、地址锁存与译码器、比较器、8位开关树型D／A转换器、逐次逼近寄存器、三态输出锁存器等其它一些电路组成。因此，ADC0809可处理8路模拟量输入，且有三态输出能力，既可与各种微处理器相连，也可单独工作。输入输出与TTL兼容。

图3-4ADC0809内部结构框图 3).外部特性（引脚功能）

ADC0809芯片有28条引脚，采用双列直插式封装，如图3-5 所示。下面说明各引脚功能。

IN0～IN7：8路模拟量输入端。

2-1～2-8：8位数字量输出端。

ADDA、ADDB、ADDC：3位地址输入线，用于选通8路模拟输入中的一路。如表所示。

ALE：地址锁存允许信号，输入，高电平有效。图 3-5 ADC0809引脚图

START： A／D转换启动信号，输入，高电平有效。

EOC： A／D转换结束信号，输出，当A／D转换结束时，此端输出一个高电平（转换期间一直为低电平）。

OE：数据输出允许信号，输入，高电平有效。当A／D转换结束时，此端输入一个高电平，才能打开输出三态门，输出数字量。

CLK：时钟脉冲输入端。要求时钟频率不高于640KHZ。REF（+）、REF（-）：基准电压。Vcc：电源，单一＋5V。GND：地。

表3-6 ADDA、ADDB、ADDC真值表

ADC0809的工作过程是：首先输入3位地址，并使ALE=1，将地址存入地址锁存器中。此地址经译码选通8路模拟输入之一到比较器。START上升沿将逐次逼近寄存器复位。下降沿启动 A／D转换，之后EOC输出信号变低，指示转换正在进行。直到A／D转换完成，EOC变为高电平，指示A／D转换结束，结果数据已存入锁存器，这个信号可用作中断申请。当OE输入高电平时，输出三态门打开，转换结果的数字量输出到数据总线上。4).AD0809与控制电路的连接如下图:

图 3-7 AD0809的连接电路 3.1.4 SPWM波形电路

由于逆变开关管的开关时间要由载波与调制波的交点来决定。在调制波的频率、幅值和载波的频率这3项参数中．不论哪一项发生变化时，都使得载波与调制波的交点发生变化。因此，在每一次调整时，都要重新计算交点的坐标。显然，单片机的计算能力和速度不足以胜任这项任务。过去通常的作法是：对计算作一些简化，并事先计算出交点坐标．将其制成表格，使用时进行查表调用。但即使这样，单片机的负担也很重。

为了减轻单片机的负担，一些厂商推出了专用于生成三相或单相SPWM波控制信号的大规模集成电路芯片，如HEF4752、SLE4520、SA828、SA838等等。采用这样的集成电路芯片，可以大大地减轻单片机的负担，使单片机可以空出大量的机时用于检测和监控。这里详细介绍SA828三相SPWM波控制芯片的主要特点、原理和编程。3.1.5 SA828主要特点

⑴.适用于英特尔和摩托罗拉两种总线格式,接口通用性好, 编程，操作简单,方便,快捷。⑵.应用常用的对称的双边采样法产生PWM波形, 波形产生数字化,无时漂,无温漂稳定性好。

⑶.在外接时钟频率为12.5MHZ时载波频率可高达24KHZ,可实现静音运行。最小脉宽和死区时间通过软件设置完成,既节约了硬件成本,又使修改灵活方便。

调制频率范围宽,精度高(12位),输出正弦波频率可达4KHZ,可实现高频率高精度控制及光滑的变频.。

⑷.在电路不变的情况下, 通过修改控制暂存器参数,就可改变逆变器性能指标,驱动不同负载或工作于不同工况。

⑸.可通过改变输出SPWM脉冲的相序实现电机的正反转。

⑹.独立封锁端可瞬时封锁输出PWM脉冲亦使微处理器防止突然事件的发生。3.1.6 SA828工作原理

SA828是MITEL公司推出的一种专用于三相SPWM信号发生和控制的集成芯片。它既可以单独使用，也可以与大多数型号的单片机接口。该芯片的主要特点为：全数字控制；兼容Intel系列和MOTOROLA系列单片机；输出调制波频率范围0—4kHz;12位调速分辨率；载波频率最高可达24kHz；内部ROM固化波形：可选最小脉宽和延迟时间(死区)；可单独调整各相输出以适应不平衡负载。[8] SA828采用28脚的DIP和SOIC封装。其引脚如图3-8所示。各引脚的功能如下：(1)输入类引脚说明

AD0——AD7：地址或数据输入通道。

SET TRIP：通过该引脚，可以快速关断全部SPWM信号输出,高电平有效。

：硬件复位引脚，低电平有效。复位后,寄存器的、、WTE和RST各位为0。CLK：时钟输入端，SA828既可以单独外接时钟，也可以与单片机共用时钟。：片选引脚。

、、ALE：用于“ ／ ”模式，分别接收写、读、地址锁存指令。INTEL模式下ALE的下降沿传送地址，的上升沿给SA828写数据。在此模式下不用。

R／、AS、DS：用于“R／ ”模式，分别接收读／写、地址、数据指令。MOTOROLA模式下，AS的下降沿传送地址，当R／ 为低电平时，DS的下降沿给SA828写数据（接底电平）

(2)输出类引脚说明 图3-8 RPHB、YPHB、BPHB：这些引脚通过驱动电路控制逆变桥的R、Y、B相的下臂开关管。RPHT、YPHT、BPHT：这些引脚通过驱动电路控制逆变桥的R、Y、B相的上臂开关管。

它们都是标准TTL输出．每个输出都有12mA的驱动能力，可直接驱动光偶。

：该引脚输出—个封锁状态。当SETTRIP有效时，为低电平、表示输出已被封锁。它也有12mA的驱动能力，可直接驱动一个LED指示灯。ZPPR、ZPPY、ZPPB：这些引脚输出调制波频率。WSS：该引脚输出采样波形。3.1.7内部结构及工作原理

SA828内部结构如图3-9所示。来自单片机的数据通过总线控制和译码进入初始化寄存器或控制寄存器，它们对相控逻辑电路进行控制。外部时钟输入经分频器分成设定的频率，并生成三角形载波，三角载被与片内ROM中的调制波形进行比较，自动生成SPWM输出脉冲。通过脉冲删除电路，删去比较窄的脉冲(如图3-10所示)，因为这样的脉冲不起任何作用，只会增加开关管的损耗。通过脉冲延迟电路生成死区，保证任何桥臂上的两个开关管不会在状态转换期间短路。

图3-9 SA828的内部结构

片内ROM存有正弦波形。寄存器列阵包含3个8位寄存器和2个虚拟寄存器。他的虚拟寄存器R3的写操作结果是R0,R1,R2中的数据写入控制寄存器。虚拟寄存器R4的写操作结果是R0,R1,R2中的数据写入初始化寄存器。各寄存器地址如表3-11所列。

图 3-10 脉冲序列中的窄脉冲

AD2 AD1 AD0 寄存器 功能 0 0 0 R0 暂存数据 0 0 1 R1 暂存数据 0 1 0 R2 暂存数据 0 1 1 R3 传控制数据 1 0 0 R4 传初始化数据 表 3-11 其工作过程可简析如下：由于调制波形关于90度，180度，270度对称，故波形ROM中仅有0∽90度的波形瞬时幅值，采样间隔0.23度, 90度内共384组8位采样值存入ROM中，每个采样值线性的表达正弦波的瞬时值, 通过相位控制逻辑，将它组成0∽360度的完整波形.该调制波与载波比较产生三相六路双极性PWM调制波形.其经脉冲宽度取消电路，将脉冲宽度小于取消时间的脉冲去掉,再经脉冲延时电路引入死区时间，从而保证了在转换瞬间高，低端功率开关不会出现共同导通现象。图3-9中24位初始化暂存寄存器,可用来设置输出波形参数，例如载波频率，最小脉宽，脉冲取消时间计数器置”0” 图3-12 Intel总线时序

等。一经设置好，运行中不允许改变。24位控制寄存器，用来调整改变调制波频率，幅值，输出关闭，过调制选择，开机关机等.上述设置和调整均通过微处理器或微控制器发出指令，数据先存入三个8位暂存寄存器R0，R1，R2中，然后通过R3和R4分别传送给24位初始化寄存器和24位控制寄存器。初始化或调整时，端要置0。SA828由外配的微处理器通过复用MOTEL总线控制，并与外配的微处理器接口，该接口总线有自动适应英特尔和摩托罗拉两种总线格式及工作时序的能力（两种总线的工作时序如图3-12和3-13），在电路启动运行后,当AS/ALE端从低电平变为高电时，内部检测电路锁存DS/ 的状态，若检测结果为高电平则自动进入英特尔模式，若检测结果为低电平，则选择摩托罗拉模式工作，总线连接和定时信息相对所用微处理器而言，这个过程在每次AS/ALE变为高电平时要进行，实际中模式选择由系统自动设定。

图3-13 Motorola总线时序

3.1.8 SA828 初始化寄存器编程

初始化是用来设定与电机和逆变器有关的基本参数。它包括载波频率设定、调制波频率范围设定、脉冲延迟时间设定、最小删除脉宽设定、幅值控制。

初始化编程时，即设定各寄存器内容。下面分别介绍这些内容的设定。[9](1)载波频率设定

载波频率(即三角波频率)越高越好，但频率越高损耗会越大，另外，还受开关管最高频率限制，因此要合理设定。设定字由CFS0--CFS2这3位组成。载波频率 通过下式(3—1)求出。式中K为时钟频率,n值的二进制数即为载波频率设定字，可以取1，2，4，8，16或32。由于K=12MHz，当n=1时，反算得 =23.4375KHz,考虑到(max)=24KHz , <(max)当n=2时，=11.71725KHz ,故n取1，实际 =23.4375KHz。(2)调制波频率范围设定

根据调制频率范围．确定设定字。设定调制波频率范围的目的是在此范围内进行l2位分辨率的细分，这样可以提高控制精度，也就是范围越小．控制精度越高。调制被频率范围设定字是由FRS0—FRS2这3位组成。调制波频率 通过下式(3—2)求得。m值的二进制数即为调制波频率范围设定字。上面已得 =23.4375KHz，若取 =500Hz则m=8.192 ,考虑到调制波的频率为400Hz，则m=8 ,反算得 =488.28Hz。(3)脉冲延迟时间设定 该设定字是由PDY0—PDY5这6位组成。脉冲延迟时间 通过下式(3—3)求得。设脉冲延迟时间 则 =60(4)最小删除脉宽设定

最小删除脉宽设定字是由PDT0—PDT6这7位组成。最小删除脉宽 由下式(3—4)图3-14 延迟前后脉宽关系

求得。考虑到延迟(死区)的因素，在延迟时．通常的做法是在保持原频率不变的基础上，使开关管延迟开通．如图3-7所示．实际输出的脉宽＝延迟前的脉宽--延迟时间。由结构图 可知．SA828的工作顺序是先删除最窄脉冲，然后再延迟．所以式(3—4)给出的 应是延迟前的最小删除脉宽。它等于实际输出的最小脉宽加上延迟时间，即 ＝实际输出的最小脉宽十 ,假设实际输出的最小脉宽=10 那么 =15 则 =180> =128 , =10.67 s 最小脉宽为5.67 s。(5)幅值控制

AC是幅值控制位。当AC＝0时，控制寄存器中的R相的幅值就是其他两相的幅值。当AC=l时，控制寄存器中的R、Y、B相分别可以调整各自的幅值，以适应不平衡负载。

初始化寄存器通常在程序初始化时定义。这些参数专用于逆变电路中．因此，在操作期间不应该改变它们。如果一定要修改，可先用控制寄存器中的 来关断SPWM输出，然后再进行修改。

3.1.9 SA828控制寄存器编程

控制寄存器的作用包括调制波频率选择(调速)、调制波幅值选择(调压)、正反转选择、输出禁止位控制、计数器复位控制、软复位控制。控制数据仍然是通过Ro—R2寄存器输入并暂存，当向R3虚拟寄存器写操作时．将这些数据送入控制寄存器。(1)调制波频率选择

调制波频率选择字由PFS0—PFS7这8位组成。通过下式

(3-5)求得 值，它的二进制数即是调制波频率选择字。取 =400Hz , =488.28Hz ,得 =3355.45179(2)调制波幅值选择

通过改变调制波幅值来改变输出电压有效值，达到变频同时变压的目的。输出电压的改变要根据U/f曲线，随频率变化进行相应的变化。调制波幅值是借助于8位幅值选择字(RAMP、YAMP、BAMP)来实现的。每一相都可以通过计算下式 %(3-6)求出A值，它的二进制数即为幅值选择字(即RAMP或YAMP或BAMP)。式中的 就是调压比，注意，初始化寄存器的AC位决定了R相幅值是否代表另二相幅值。= =91.8=92(3)输出禁止位控制

输出禁止位。当 ＝0时，关断所有SPWM信号输出。(4)计数器复位控制

计数器复位位，当 ＝0，使内部的相计数器置为0(R相)。(5)软复位控制

RST是软复位位。它与硬复位 有相同的功能。高电平有效。

SPWM波形的产生，选择专用的芯片SA828，如前面所讲，这里不再论述。它和单片机的接口如下图所示： 3.2 系统软件的设计 3.2.1 初始化程序

系统上电时,初始化程序将数据存储区清零。3.2.2 主程序

完成定时器的初始化，开各种中断，循环调用各个子程序。包括电压显示子程序、AD转换子程序、828初始化子程序。主程序流程图见图 程序清单如下: START: SETB IT1;选择INT1为边沿触发方式 SETB EX1;开外中断1 SETB EA;开总控制中断

CLR PX1;外中断1为低优先级 SETB IT0;脉冲下降沿触发外中断0 SETB EX0;开外中断0 MOV TMOD,#01H;T0工作在定时，方式1 SETB PX0;外中断0为高优先级 MOV TH0,#00H MOV TL0,#00H ACALL KAISHI ACALL INCADC AJMP START 3.2.3 SA838初始化及控制子程序

按照单片机与SA828的接线图，P2.0作为SA828的片选控制口，因此SA828的起始地址为FE00H。系统上电复位之后首先对SA828写初始化字和控制字。具体计算如前面所述。流程图如下： 程序清单如下：

CLR P2.1;禁止PWM输出

MOV A,#80H;SA828初始化寄存器 MOV DPTR,#0FE00H;SA828地址 MOVX @DPTR,A;给R0写数据 INC DPTR MOV A,#60H MOVX @DPTR,A;给R1写数据 INC DPTR MOV A,#04H MOVX @DPTR,A;给R2写数据 INC DPTR INC DPTR MOVX @DPTR,A;给初始化寄存器R4写数据 MOV A,#1BH;SA828控制寄存器 MOV DPTR,#0FE00H;SA828地址 MOVX @DPTR,A;给R0写数据 INC DPTR MOV A,#2DH MOVX @DPTR,A;给R1写数据 INC DPTR MOV A,#05CH MOVX @DPTR,A;给R2写数据 INC DPTR MOVX @DPTR,A;给控制寄存器R3写数据 SETB P2.1;允许PWM输

单片机对采样到的输出如做PI调节计算转换为电压幅值控制字后，需要重新写入控制字，其方法是相同的。

3.2.4 ADC0809的控制及数据处理子程序

单片机与ADC0809的接线图所示，P2.7作为ADC0809的片选控制口，因此ADC0809的起始地址为7F00H。如图所示，ADC0809的地址选择线接地，固定8路模拟数据输入端重IN-0为电压采样输入端。ADC0809的CLK信号是从AT89C52的ALE端经四分频器74LS74分频后得到的，工作频率为500HZ，转换时间为128us左右，据此设计一个延时时间，延时时间一到，采用查询方式进行数据传送。即用软件测试EOC（P3.1）的状态，若测试结果为1，则转换结束接着进行数据传送，否则等待，直到测试结果为1。因为ADC0809的最大输入电压为5V，其转换结果FFH对应5V。所以FFH对应的输入应大于等于5V，表示输入超过量程。本设计中FFH对应36V，其转换公式为，X=，因此程序中有二进制转换及乘14子程序，除以100处理为小数点固定显示在次低位。另外，考虑到系统存在电磁干扰，采用了中值滤波子程序进行软件抗干扰。中值滤波对于去掉由于偶然因素引起的波动或采样器不稳定而造成的误差所引起的脉动干扰比较有效。中值滤波之后将最优值存于6AH中再进行转换处理。流程图如图下面是程序清单： INCADC: MOV R0,#2CH MOV R2,#03H SAMP: MOV DPTR,#7F00H;AD0809端口地址送DPTR MOV A,#00H;输入通道0选择 MOVX @DPTR,A;启动A/D转换 MOV R7,#0FFH;延时查询方式 DELAY:DJNZ R7,DELAY LOOP1:JB P3.1,T1;查询p3.1是否为1 JNB P3.1,LOOP1 T1:MOVX A,@DPTR;读取从IN0输入的转换结果 MOV @R0,A INC R0 DJNZ R2,SAMP 以下是数字滤波程序流程图及程序清单：

FILTER:MOV A,6CH CJNE A,6DH,CMP1 AJMP CMP2 CMP1:JNC CMP2 XCH A,6DH XCH A,6CH CMP2:MOV A6DH CJNE A,6EH,CMP3 MOV 6AH,A CMP3:JC CMP4 MOV 6AH,A CMP4:MOV A,6EH CJNE A,6CH,CMP5 MOV 6AH,A CMP5:JC CMP6 XCH A,6CH CMP6:MOV 6AH,A;滤波结果存于6AH RET 3.2.5 数据处理及电压显示子程序 DISPLAY: MOV A,6AH ACALL L1;十进制转换 ACALL PLAY RET PLAY:;显示程序 MOV A,R5;分离D1 ANL A,#0FH MOV 50H,A MOV A,R5;分离D2 ANL A,#0F0H SWAP A MOV 51H,A MOV A,R4;分离D3 ANL A,#0FH MOV 52H,A MOV A,R4;分离D4 ANL A,#0F0H SWAP A MOV 53H,A PLAY1: CLR P2.6 CLR P2.5 CLR P2.4 CLR P2.3 MOV R1,#50H;显示数据首地址 MOV P1,#0FFH;清除原来的数据 SETB P2.3;显示最低位 MOV A,@R1 MOV DPTR ,#TAB MOVC A,@A+DPTR MOV P1,A LCALL DL1MS;数据显示1ms CLR P2.3 MOV P1,#0FFH INC R1 SETB P2.4;显示次低位 MOV A,@R1 MOV DPTR ,#TAB MOVC A,@A+DPTR ANL A,#7FH;小数固定显示 MOV P1,A LCALL DL1MS CLR P2.4 MOV P1,#0FFH INC R1 SETB P2.5;显示次高位 MOV A,@R1 MOV DPTR ,#TAB MOVC A,@A+DPTR MOV P1,A LCALL DL1MS CLR P2.5 MOV P1,#0FFH INC R1 SETB P2.6;显示最高位 MOV A,@R1 JZ NODISPLAY;若A=0，则不显示 MOV DPTR ,#TAB MOVC A,@A+DPTR MOV P1,A LCALL DL1MS CLR P2.6 MOV P1,#0FFH NODISPLAY: MOV P1,#0FFH AJMP PLAY1 RET

L1:CLR C;十进制转换 MOV R5,#00H MOV R4,#00H MOV R3,#08H NEXT1:RLC A MOV R2,A MOV A,R5 ADDC A,R5 DA A MOV R5,A MOV A,R4 ADDC A,R4 DA A MOV R4,A MOV A,R2 DJNZ R3,NEXT1 RET

TAB:DB 0C0H,0F9H,0A4H,0B0H,99H,92H,82H,0F8H,80H,90H,0FFH

DL1MS: MOV R6,#14H DL1:MOV R7,#19H DL2:DJNZ R7,DL2 DJNZ R6,DL1 RET 3.2.6 输出频率测试计算及显示子程序部分 ⑴.频率测试计算子程序部分

SA828带有频率输出端口，将其与单片机的中断INT0口相接，如原理图所示。本例中所使用的中断源有2个：T0中断和 中断。中断的功能是计算ZPPR输出的调制波频率。由于调制波频率可能比较低，因此用T0溢出中断来记录一个ZPPR周期中T0溢出的次数，这个溢出次数保存到70H中。这样，在一个 中断间隔里，所用的时间（即ZPPR周期）是3个字节的数（1个字节的T0溢出次数，2个字节的T0值）。因为AT89C52使用12MHZ的时钟频率，一个机器周期是，所以调制波频率的计算公式为： =0F4240H，也是一个3字节的数，因此 是一个3字节除法运算。如果对精度要求不高，的分子分母可以舍掉最低字节来简化运算，这样就成为双字节除法运算。所以，当 中断时，只取TH0，将其存放到71H中除法运算的整数商存放到72H、73H中，小数商存放到75H中，以便频率显示程序中调用。

中断子程序及流程图如下：

SUANPIN: CLR EA;关中断 CLR TR0 PUSH ACC;保存现场 PUSH B PUSH DPL PUSH DPH PUSH PSW PUSH 50H PUSH 51H PUSH 52H PUSH 53H PUSH 60H PUSH 61H PUSH 62H PUSH 63H PUSH 6AH SETB PSW.3 MOV 70H,#00H;MOV TL0,#00H;TL0清0 MOV 71H,TH0;取TH0值 MOV TH0,#00H;TH0清0 MOV A,71H;检查除数是否为0 ORL A,70H;不会溢出，高位永远为零 JZ ABC;除数为0则退出 MOV R2,#00H;输入被除数 MOV R3,#00H MOV R4,#0FH MOV R5,#42H MOV R6,70H;输入除数 MOV R7,71H LCALL NDIV;调用双字节除法子程序原来的程序，NDIV:MOV B,#16;双字节无符号数除法子程序;当条件（R2R3）〈（R6R7）满足时，;（R2R3R4R5）/（R6R7）=（R4R5），余数在（R2R3）NDVL1: CLR C MOV A,R5 RLC A MOV R5,A MOV A,R4 RLC A MOV R4,A MOV A,R3 RLC A MOV R3,A XCH A,R2 RLC A XCH A,R2 MOV F0,C CLR C SUBB A,R7 MOV R1,A MOV A,R2 SUBB A,R6 JB F0,NDVM1 JC NDVD1 NDVM1: MOV R2,A MOV A,R1 MOV R3,A INC R5 NDVD1:DJNZ B ,NDVL1 CLR F0

MOV 72H,R4;频率整数部分存于7273H中 MOV 73H,R5;调制波频率整数部分存72H MOV 75H,R2;将调制波频率小数部分（小于100）存75H MOV 70H,#00H;70H清0 ABC:POP 6AH POP 63H POP 62H POP 61H POP 60H POP 53H POP 52H POP 51H POP 50H POP PSW;恢复现场 POP DPH POP DPL POP B POP ACC SETB EA;开中断 SETB TR0 RETI

⑵.频率显示部分

本系统用一个四位一体的LED数码管显示数据，系统初始化后显示的为电压，按频率显示按钮显示频率。利用中断源 显示，它将72H、73H中的频率整数（二进制数）部分先进行二--十转换存于R3R4R5中，根据经验，转换过来的十进制数只有百位，即R3中的值为00，R4中的值为0X。因此将R4R5中的数分离分别在最高位、次高位、次低位显示，并且次低位带有小数点。将75H中的小数部分在最低位显示。至此，频率显示部分完成。

中断程序及流程图如下：

DISPLAYF:PUSH ACC;保存现场 PUSH B PUSH DPL PUSH DPH PUSH PSW PUSH 50H PUSH 51H PUSH 52H PUSH 53H PUSH 60H PUSH 61H PUSH 62H PUSH 63H PUSH 6AH SETB PSW.4;使用第二工作寄存区

MOV R6,72H;频率整数部分存欲R6R7中调用双字节十进制转换程序 MOV R7,73H;;ACALL HB2;调用双字节十进制转换程序

HB2:CLR A;BCD码初始化;双字节十进制转换 MOV R3,A MOV R4,A MOV R5,A MOV R2,#10H;转换双字节二进制整数

HB3:MOV A,R7;从高端移出待转换数的一位到CY中 RLC A MOV R7,A MOV A,R6 RLC A MOV R6,A MOV A,R5;BCD码带进位自身相加，相当于乘2 ADDC A,R5 DA A;十进制调整 MOV R5,A MOV A,R4 ADDC A,R4 DA A MOV R4,A MOV A,R3 ADDC A,R3 MOV R3,A DJNZ R2,HB3 MOV A,75H;频率小数部分在最低位显示 ANL A,#0F0H SWAP A MOV 50H,A MOV A,R5;频率整数部分个位数在次低位显示 ANL A,#0FH CLR CY SUBB A,#07H MOV 51H,A MOV A,R5;频率整数部分十位数在次高位显示 ANL A,#0F0H SWAP A CLR CY SUBB A,#05H MOV 52H,A MOV A,R4;频率整数部分百位数在最高位显示 ANL A,#0FH DEC A MOV 53H,A ACALL PLAY;显示频率

POP 6AH POP 63H POP 62H POP 61H POP 60H POP 53H POP 52H POP 51H POP 50H POP PSW;恢复现场 POP DPH POP DPL POP B POP ACC AJMP DISPLAYF RETI

第四章 联机调试及结果分析 4.1 联机调试情况

系统的调试分为硬件调试和软件调试两个部分。硬件调试包括控制电路的调试和主电路的调试。调试时，应该先调控制部分。首先检查电路的焊接是否正确，然后用万用表测试或通电检测。主电路部分硬件的检测方法同控制部分。硬件检查无误后，软件调试。软件调试可以先编写显示程序并进行硬件的正确性检验，然后分别进行主程序、AD转换子程序、电压显示子程序、频率显示子程序、数字滤波子程序等子程序的编程及调试。

在联机调试前，先用伟福模拟仿真，然后利用爱思G3000在线联机调试。联机调试时出现了下面一些问题：

1).四位一体LED显示管不显示； 2).P1口没有数据输出； 3).AD转换器不工作；

4).SA828的输出波形不正确。解决的办法及处理结果：

1).检查各个数码管的位控端及代码段是否连接完好，给它加的驱动是否正确，以及各个数码管本身是否完好。经检测是我们的驱动连接有问题，重新连接后，显示正常。

2).P1口没有数据输出的原因也是我们的显示驱动出错导致，当驱动错误排除后，P1口数据输出正常。

3).和AD转换器的各个连线都联结正确，我们的焊接技术不好，出现了个别引脚虚焊，虚焊处理后，问题解决。

4).SA828的输出波形下桥臂出现一段脉宽为1us的不正常波形，按照电路设计原理，小于5.67us的波形在脉冲删除电路中是该删除掉的，由于三相下桥臂均输出这种不正常的波形，我们用到了SA828的输出禁止端SETTRIP，把此端接上高电平即可使输出禁止而不影响内部电路的正常工作，但是实验结果还能看到此不正常的波形，若其是内部电路产生，即使不能删除，在输出禁止时理论上应该是能禁止的。又考虑到可能是干扰所至，消除掉可能存在的干扰后依然存在此波形。初次使用这系列的芯片，对其资料也不完全掌握，实验最后，仍留此问题，亟待日后解决。另外，在绞尽脑汁之后，发现一个问题，原来认为不用的芯片端口可以按其功能相应的接高电平或接地，在这样做之后，芯片发烫，断开连接即恢复正常 4.2 实验验证及结果分析

1).1).从SA828的RPHT、PRHB输出的驱动脉冲信号如下图4-1所示

图4-1 PWM输出的上、下桥臂的驱动信号

2).经过TTL驱动电路，加在栅极的驱动电压信号如图4-2所示。图4-2 MOSFET栅极的驱动信号 3).仿真交流输出信号如图4-3所示 图4-3 仿真交流输出信号 4).结果分析

实验室搭建主电路进行实验和调试，获得了较好的实验效果。该系统输出正弦波的频率为400HZ。试验证明整个系统方案结构紧凑，实时性较好。4.3结论

在前面的系统硬件软件设计下，我们在实验室组成实际的线路进行了实验和调试，获得了较为良好的实验效果。该系统输出正弦波合成的频率为400HZ，试验证明整个系统结构紧凑，实时性较以完全单片机软件编程产生SPWM波的方法要好得多，而他的功能又比用HEF4752等纯硬件方法生成的SPWM波的方法完善。综上分析及实验验证，可以得到下面几点结论：

1).SA828时一个高性能的SPWM专用IC，在合适的外围条件的支持下，它可以输出较好的SPWM脉冲信号。

2).以单片机最小系统来完成SA828的外围硬件支持，可以使系统的硬件结构简化，提高可靠性，减小系统成本和体积。

3).文中介绍的以AT89C52最小系统与SA828相结合构成的全数字化SPWM脉冲形成系统，即可解决全软件编程产生SPWM脉冲波的缺陷，又可以弥补纯硬件系统完成SPWM脉冲生成方案的不足，是一种较好的方案。4).文中介绍的SPWM脉冲形成方案，不仅在开关电源的数字化制作方面是一个尝试和创新，而且在直流调速、交流调速、变频电源、电力回收领域，也具有通用性，它应用前景广阔。

结束语: 本设计利用MCS-51单片机控制SA828产生SPWM调制信号，AD转换器控制输出频率及电压，电路结构简单，可靠性高，实时性好，具有广阔的使用前景。