第一篇：模块化逆变电源的设计与应用
模块化逆变电源的设计与应用
摘要：讨论模块化逆变电源的应用场合及设计特点，并以某定向陀螺用的逆变电源为例，介绍了模块化逆变电源的设计过程。
目前，逆变技术已在国民经济的各个领域中得到了极其广泛的应用，国内外许多公司已能生产技术成熟的标准逆变电源，这些产品实现的功能较多，性能较好、可适应较复杂的负载情况，但控制方案较复杂、体积较大、价格昂贵，适于实验室、车间的集中供电。在逆变技术的进一步普及应用中，越来越多的产品、设备要求逆变电源象直流电源一样模块化，并成为该产品、设备的一部分。通常在这种场合对逆变电源要求容量较小、负载单
一、并控制体积和成本，显然再采用标准逆变电源的方案就不合适了，这需要仔细考虑系统方案，简化控制，在保证性能指标的同时，减小体积，降低成本。
本文以某新型鱼雷定向陀螺用的模块化逆变电源为例，介绍模块化逆变电源的设计与应用情况。本例的负载为感性，输出电压有个切换过程，在要求输出电压固定的场合，去掉电压切换部分即可。
本模块电源为三相400Hz逆变电源，24VDC输入，要求输出电压在通电30s内为68V，此时负载电流为3A；30s后，陀螺的起动过程结束，要求输出电压无间断地切换为36V，并提供1A负载电流，稳压精度2％，输入输出隔离。模块外形尺寸不大于120mm×130mm×50mm。
2系统设计
在模块电源的研发过程中，系统设计直接决定产品的最终性能。现采用以下方案构成SPWM型逆变器，系统框图见图1。
图1系统框图
2.1控制方案
模块化逆变电源的负载一般已知，其特性也不复杂，没有进行实时计算的必要，因此采用查表法是很合适的，将控制波形的SPWM数据事先计算出来，存入ROM中，这样可使控制部分得到最大程度的简化。调节直流母线电压可以进行输出电压的控制，虽然这种方式不利于三相分相控制并有一定滞后，在大容量逆变器中不常见，但在三相平衡负载场合，是完全可以满足要求的。所以，本系统实际采用了PWM、PAM两种控制方式。控制部分是系统的关键，本文将做详细介绍。
2.2主电路设计
主电路需将24VDC输入变换为较高的、可调节的直流母线电压，选择性能优良的DC/DC模块，可缩短设计周期、提高产品可靠性。
图2规则采样Ⅱ法
DC/DC模块选用VICOR产品。该产品采用了ZCS/ZVS（零电流/电压开关）技术，突出优点是高效率、高功率密度、高可靠性、低电磁干扰；同时，可以利用其I/O隔离的特性实现系统的隔离。若使用两只24V变48V、输出150W的VICOR模块，输入并联，输出串联，可获得96V的直流母线电压。
（1）检验功率不计各处损耗，最大输出功率为 68×3=204VA 两只模块可输出功率达300W，可以满足要求。
（2）检验电压正常工作输出36V时，若直流利用率为0.7，调制度为最大值1，则需直流电压
36/0.7=51.5V 输出68V时，若直流利用率仍为0.7，调制度为最大值1，则需直流电压
68/0.7=97V 这是空载时所需的直流电压，当带重载时，因线路阻抗和系统输出阻抗的存在，所需的直流母线电压更高，所以必须采取措施提高直流利用率。计算SPWM数据时，可适当地过调制，并在电路中稍微加大滤波，就可达到目的。
逆变桥使用MOSFET构成三相逆变全桥，滤波网络中的电容采用三角形连接以加强滤波作用。
2.3保护与控制电源
当有异常情况出现时，有两种方法切断输出，一是封锁控制数据，如选择ROM数据全为零的空页，此法方便快速；二是断开直流母线电压，此法有利于负载的安全，这里选择后者。VICOR模块的GATEIN端是其功率提升同步端，也是该模块的使能端，拉低该端电压即可关闭模块（Isink=6mA），它以－IN端电位为基准，故检测的过流、过压信号均须以光耦与之隔离。
控制部分已相当简单，电源功率很小，采用线性三端稳压器即可。除简便外，还有可靠、电磁干扰小的优点。固定一只模块的输出电压以获得控制电源，而调节另一只来控制系统输出电压的幅值。
3PWM波形控制
在ROM中的PWM数据是离线计算的，灵活性较大。采用SPWM方法之一的规则采样Ⅱ法计算数据，可比较准确地得到开关器件的导通、关断时间，其原理误差与存储数据时取整带来的误差相比可以忽略。计算程序的入口参数主要有三个：载波频率fc、调制频率fm和调制度M，其中调制度代表预期的输出幅值。输出电压切换前后的幅值相差很大，不能使用一个调制度，所以在ROM中存储两组数据（每组2k字节），通过控制高位地址线实现电压切换。前面2.2节述及，起动阶段输出68V时，需适当的过调制，此时，SPWM就近似为梯形波比较调制，使直流利用率提高；而正常工作输出36V时，直流母线电压绰绰有余，调制度较低，谐波含量将很少。
规则采样Ⅱ法的原理如图2所示，在三角载波的负峰值时对正弦调制波采样，得到图中E点，采样电压为urE=MsinωCtE。E点水平线在三角波上截得A、B两点，两点间的时间就作为SPWM波在该载波周期的脉宽时间t2。由相似三角形的比例关系可得下式：
脉宽时间间隙时间
(1)(2)Tc为三角载波的周期。利用式（1）可以很快地计算出各个脉冲宽度，而两个脉冲之间的间隙时间为前一脉冲的t3与后一脉冲的t1之和。
图3是产生PWM数据的程序流程：
图3产生PWM数据的程序流程图(a)主程序(b)计算某相数据子程序
图4VICOR模块调压原理
程序中，计算某相数据的子程序是三相公用的。其中一个参数是正弦调制波相位，改变这个参数可分别计算出A、B、C数据，并且可以补偿因滤波元件参数不一致而导致的三相不平衡。计算完各开关点时间后，将时间转换为0、1位串的字节长度，这个过程要进行四舍五入，修正值初值为0.5。但四舍五入一般会带来数字节的误差，为了保证总的字节数成整k，需要以逐次逼近方式修改修正值。
此部分电路中，一555多谐振荡器产生819.2kHz时钟，经12位计数器进行地址变换，使存储于ROM中的PWM数据周期性地输出，再由专用驱动芯片IR2110驱动MOSFET三相全桥进行逆变。
4输出电压控制
介绍这部分前，需先对VICOR模块的调压原理进行了解，参见图4。
VICOR模块的电压调节端TRIM同时也是模块内部误差放大器的电压给定端，经一个10kΩ电阻与2.5V基准串联，此端悬空时，误差放大器的给定电压为2.5V，模块输出额定电压。由TRIM端外接电阻到－OUT端与10kΩ电阻对2.5V分压，使误差放大器的给定电压降低，模块的输出电压即被按比例地调低；由＋OUT端外接电阻到TRIM端与10kΩ电阻对输出电压分压，输出电压亦被按比例地调高。模块的输出电压调节范围是额定值的5％到110％。值得注意的是，若TRIM端电压过高，将导致模块的过压保护动作。
使模块的电压调节端TRIM随着系统输出电压有效值的变化而反向变化，即可构成负反馈闭环回路。可以看出，若将系统抽象为一闭环系统U(s)=U0×C(s)/F(s)，模块内的2.5V基准也是系统的给定值U0，负反馈环路可抽象为反馈通道传递函数F(s)。系统有68V、36V两次稳压过程，只需在切换数据页的同时相应改变F(s)中的反馈系数即可。
此部分的电路参见图5。
输出的三相电压经整流滤波后，在电位器RP1的滑臂上取得反馈电压，该电压经光耦N1隔离、反相后送到VICOR模块的TRIM端，即构成了负反馈环。这里光耦三极管等效为一个接在TRIM和－OUT端的受控可变电阻，这样有效地防止了TRIM端上的反馈电压过高。
通电后，首先＋15V经R对C充电，充电时间常数由二者的乘积决定。当C上的电压不超过稳压管DZ稳压值加0.7V时，T1不导通，集电极输出为高电平，选中ROM里存储68V数据的页面，同时，三极管T2、达林顿光耦N2导通，电位器RP2与RP1并联，这个状态对应于起动阶段输出68V高电压；当C上的电压超过稳压管稳压值加0.7V后，T1导通，集电极输出为低电平，选中存储36V数据的页面，同时T2、N2截止，RP2支路断开，RP1滑臂上的反馈电压增大，系统反馈系数也变大，输出将降低，这时对应于正常工作阶段输出36V。
图5电压控制电路
这里，用PWM数据的调制度大致决定输出电压幅度。确定此参数时，断开负反馈环，VICOR模块输出额定电压，系统带满载并能输出预定电压时的调制度，就是合适的取值，经实验，68V、36V的调制度分别取为1.50、0.50。用电位器RP1、RP2可对输出电压在一定范围内微调。输出36V时，仅RP1起作用，故应先调定RP1，再用RP2对68V调节。
取样电阻值的选择很重要，选得过小，光耦会出现饱和情况，系统就会振荡；选得太大，光耦不足以导通，负反馈环起不到调节作用。
5产品性能和应用情况
研制的电源能满足外形尺寸要求，能以简洁的电路实现并完全达到各性能参数的关键在于VICOR模块与逆变部分的巧妙配合。以下是产品的实测数据：
（1）输出电压：
稳压精度——30s内：空载：69.0V满载:67.5V 30s后：空载：36.3V满载:36.0V 频率——开机:401.5Hz带载一小时:398.5Hz THD——输出68V空载:0.5％80％负载:3％ 输出36V空载:0.2％80％负载:0.5％ 三相不平衡度： <2%（2）最大输出功率：210VA（3）效率：65％(满载)（4）输入电压：（21～32）VDC 本模块化逆变电源试制成功后，除用于该型鱼雷外，还用于某型雷达及某研究所的航空传感器测试平台等场合，用户反映良好。
第二篇：基于SG3525A和IR2110的高频逆变电源设计.doc
基于SG3525A和IR2110的高频逆变电源设计
来源：电子设计应用 作者：深圳市慧康医疗器械有限公司 王大贵 潘文胜
摘 要：本文简述了PWM控制芯片SG3525A和高压驱动器IR2110的性能和结构特点，同时详细介绍了采用以SG3525A为核心器件的高频逆变电源设计。
关键词：PWM；SG3525A；IR2110；高频逆变电源
引言
随着PWM技术在变频、逆变频等领域的运用越来越广泛，以及IGBT、PowerMOSFET等功率性开关器件的快速发展，使得PWM控制的高压大功率电源向着小型化、高频化、智能化、高效率方向发展。
本文采用电压脉宽型PWM控制芯片SG3525A，以及高压悬浮驱动器IR2110，用功率开关器件IGBT模块方案实现高频逆变电源。另外，用单片机控制技术对此电源进行控制，使整个系统结构简单，并实现了系统的数字智能化。
SG3525A性能和结构
SG3525A是电压型PWM集成控制器，外接元 器件少，性能好，包括开关稳压所需的全部控制电路。其主要特性包括：外同步、软启动功能；死区调节、欠压锁定功能；误差放大以及关闭输出驱动 信号等功能；输出级采用推挽式电路结构，关断速度快，输出电流±400mA；可提供精密度为5V±1%的基准电压；开关频率范围100Hz~400KHZ。
其内部结构主要包括基准电压源、欠压锁定电路、锯齿波振荡器、误差放大器等，如图1所示。
图1 SG3525A内部框图及引脚功能
IR2110性能和结构
IR2110是美国IR公司生产的高压、高速PMOSFET和IGBT的理想驱动器。该芯片采用HVIC和闩锁抗干扰制造工艺，集成DIP、SOIC封装。其主要特性包括：悬浮通道电源采用自举电路，其电压最高可达500V；功率器件栅极驱动电压范围10V~20V；输出电流峰值为2A;逻辑电源范围5V~20V，而且逻辑电源地和功率地之间允许+5V的偏移量；带有下拉电阻的COMS施密特输入端，可以方便地与LSTTL和CMOS电平匹配；独立的低端和高端输入通道，具有欠电压同时锁定两通道功能;两通道的匹配延时为10ns；开关通断延时小，分别为120ns和90ns;工作频率达500kHz。
其内部结构主要包括逻辑输入，电平转换及输出保护等，如图2所示。
图2 IR2110内部框图及引脚功能
设计原理
高压侧悬浮驱动的自举原理
IR2110用于驱动半桥的电路如图3所示。图中C1、VD1分别为自举电容和二极管，C2为VCC的滤波电容。假定在S1关断期间，C1已充到足够的电压VC1≈VCC。当HIN为高电平时，VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的门极和发射极之间，C1通过VM1、Rg1和S1门极栅极电容Cgc1放电，Cgc1被充电。此时VC1可等效为一个电压源。当HIN为低电平时，VM2开通，VM1断开，S1栅极电荷经Rg1、VM2迅速释放，S1关断。经短暂的死区时间(td)之后，LIN为高电平，S2开通，VCC经VD1、S2给C1充电，迅速为C1补充能量。如此循环反复。
图3 驱动半桥自举电路
自举元件设计
自举二极管(VD1)和电容(C1)是IR2110在PWM应用时需要严格挑选和设计的元器件，应根据一定的规则对其进行调整，使电路工作在最佳状态。
在工程应用中，取自举电容C1>2Qg/(VCC-10-1.5)。式中，Qg为IGBT门极提供的栅电荷。假定自举电容充电路径上有1.5V的压降(包括VD1的正向压降)，则在器件开
通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压(10V)要高。
同时，在选择自举电容大小时，应综合考虑悬浮驱动的最宽导通时间ton(max)和最窄导通时间ton(min)。导通时间既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。根据功率器件的工作频率、开关速度、门极特性对导通时间进行选择，估算后经调试而定。
VD1主要用于阻断直流干线上的高压，其承受的电流是栅极电荷与开关频率之积。为了减少电荷损失，应选择反向漏电流小的二极管。
运用SG3525A和IR2110构成的高频逆变主电路图
高频逆变主电路如图4所示，逆变高压电路由全桥驱动组成。功率开关Q1~Q4采用IGBT模块。逆变主电路把直流电压V1转换为20kHz的高频矩形波交流电压送到高频高压变压器T1，经升压整流滤波后提供给负载供电。电路通过控制PWM1和PWM2的占空比，来得到脉宽可调的矩形波交流电压。VF为高压采样端反馈到控制系统的电压。
图 4 高压逆变主电路图
单片机组成的控制系统
图5所示为完整的高压逆变电源系统框图，它主要包括主电路及控制电路两部分。主电路主要包括逆变器直流电源、IGBT桥式逆变器、保护电路、高频高压变压器、高频高压硅堆(高频整流器)等。控制电路主要包括电流、电压采样及其处理单元，PWM信号产生和驱动电路，单片机控制器，参数输入键盘及液晶显示，通信接口等部分。为了更好的解决系统的干扰、隔离、电磁兼容等问题，在控制部分和主电路采用光耦完全隔离。
此硬件系统配上软件系统，可使整个系统具有完整的人机界面和自诊断等智能化功能。
图5 单片机控制的逆变系统
结语
由PWM控制芯片SG3525A和高压驱动器IR2110组成的高频逆变电源，具有体积小、控制方便、电能利用效率高等优点。此系统目前已被用于医疗设备的高频电源。
参考文献：
智能化高频开关电源设计[J].电力电子技术.1996.30(3)2 电子变压器手册.辽宁科学技术出版社.1998.8 3 LPC900系列Flash单片机应用技术.北京航空航天大学出版社.2004.1
更新时间：2007-8-9 7:45:08 阅读：410
相关链接
基于 SG3525A和IR2110的高频逆变电源设计(2007-8-9 7:45:08)
第三篇：基于UC2525的交流逆变电源设计
基于UC2525的交流逆变电源设计
一、设计需求
本电源应用于一个交流电压转换的前端，输入的控制信号是4VAC(50HZ交流有效值变化范围2VAC-8VAC)，输入电源是350VDC(精度0.5%)。输出信号应跟输入信号成线性比例(放大20倍，精度0.5%)，且输入控制信号与输出信号相位误差小于20’，功率负载不小于30VA。
特殊需求：要求控制信号输入阻抗大于500M。
二、设计分析
本电源的模型为一个交流逆变电源，但是提供了控制信号并且要求与输入信号呈线性比例精度要求相当高，且有同相位的要求。所以本电源在一定意义上说是一个交流信号放大器。
输入的电源是350VDC，需要变成交流信号，变换方法就是采用SPWM的方式生成方波，然后通过LC变成标准正弦。生成SPWM就用到了TI的这颗芯片UC2525稳压脉宽调制器，然后控制MOS管的通断生成方波。
输入信号要求高阻抗可使用放大器做隔离，由于有输出精度要求所以放大器的放大倍数需要可调，从而满足设计需求。将处理后的信号输入UC2625作为PWM占空比控制信号，得到正确输出。
设计需求有精度和相位的要求，为了达到闭环控制的效果在输出端填加小信号电压互感器作为反馈。
三、分部实现说明 1 控制信号输入处理
五、设计遗憾 电路中有一个地方我还是没计算清楚就是UC2525的占空比控制，这也是我把这这个设计拿出来到TI博客大赛的原因。电路中从控制信号输出到反馈输入，再到半波整流都可以有详尽的设计计算，但是由于UC2525的基准三角波的不确定性(例如，峰峰值的不确定性，起始电压的不确定性等)造成正弦 波的精度没有办法得到更准确的设计计算支撑，只能通过微小的满度调整和反馈调整来保证，为批量生产带来和很大的不便。如果TI的工作人员看到这个设计，希望帮忙给予帮助。
第四篇：基于SG3525A的太阳能逆变电源设计
基于SG3525A的太阳能逆变电源设计
北京无线电技术研究所 徐东生2006-5-12
摘 要：本文主要介绍了SG3525A在研制太阳能逆变电源中的应用，其脉冲波形随设计线路的不同而产生不同的结果，从而解决了随机烧毁功率管的技术问题。关键词：SG3525A；逆变电源；MOSFET-90N10 引言
本文涉及的是光明工程中一个课题的具体技术问题。该课题的基本原理是逆变器由直流蓄电池供电，用太阳能为蓄电池充电，然后逆变电源输出220V、50Hz的交流电供用户使用。在研制过程中，有时随机出现烧毁大功率管的现象，本文对这一现象给出了解决方案。
图1 SG3525A驱动MOS功率管电路图
图2 逆变器工作过程中波形图
（a）
(b)图3(A)逆变器缓启动(B)逆变器硬启动
SG3525A和逆变电源
本课题研发的逆变器使用的核心器件是SG3525A，以下分别简述其基本性能和工作过程。SG3525A基本性能
SG3525A PWM型开关电源集成控制器包括开关稳压所需的全部控制电路，设有欠压锁定电路和缓启动电路可提供精密度为5V±1%的基准电压。其开关频率高达200KHz以上，适合于驱动N沟道MOS功率管。本课题使用SG3525A产生50Hz的准正弦方波，为逆变器提供输出功率信号，去推动N沟道MOS功率管90N08，如图1所示。逆变器工作过程
当SG3525A被加电后(12V)会输出两列50Hz反向的方波，其幅度为9V。这两路方波分别进入G1、G2、G3、G4所示的四条支路(图1)，经各电路分别调整后输出，输出脉冲序列如图2(B)所示。最终调制合成为A、B两端输出的交流方波。其波形见图2(A)。该50Hz的序列方波由A、B两端进入电力变压器DT。通过变压器升压后由逆变器电源输出220V、50Hz交流方波。根据市场的不同需求生产出200W、600W、800W各个系列的逆变电源。
问题的出现与解决
逆变器在额定负载条件下能够长期运行，但是当进行负载切换时或者当外电路有严重扰动时，偶尔会发生大功率管MOSFET90N08烧毁的现象。现以800W逆变器进行剖析。
缓启动：如图3(A)所示状态，同时满负载加在逆变器输出上，然后启动逆变器使之运行，一切正常工作。
硬启动：如图3(B)所示状态，即加满负载后再闭合开关K1强行硬启动。这时就偶尔有大功率场效应管短路烧毁的现象发生，经分析发现当G3推动的大功率管TV3尚未完全关断时，G4开启了对应的大功率管TV4，如果TV3和TV4同时开通就会造成短路现象。此时就会烧毁大功率管。而当D点和C点、E点和F点进行相互交换后两个管子开启的时间差为100ms左右，这样就保证了G3和G4的推动信号不会同一时刻开启VT3、VT4，从而避免了短路现象。直到目前尚未发生因硬启动和外电路干扰而烧毁大功率管的现象。■ 参考文献 王剑英，常敏慧编著.新型开关电源技术.北京： 电子工业出版社.2001.7 2 张占松，蔡宣三编著.开关电源的原理与设计.北京：电子工业出版社.2000.3
第五篇：基于SG3525设计单相正弦波SPWM逆变电源
摘 要
本论文所需单相正弦波SPWM逆变电源的设计采用了运算放大器、二极管、功率场效应管、电容和电阻等器件来组成电路。
逆变电源是一种采用电力电子技术进行电能变换的装置，它从交流或直流输入获得稳压恒频的交流输出。通过对电路的分析，参数的确定选择出一种最适合的方案。输出频率由电压控制，波形幅值由电阻确定。
本论文以SG3525驱动芯片为核心，完成了单相正弦波SPWM逆变电源的参数设计，并利用所得结果，完成了实际电路的连接，通过调试与分析，验证了设计的正确性。
关键词: SPWM,SG3525 I II
Title: Design of Sine Wave Inverter Power Supply By SG3525 Applicant: Cao Lei Speciality: Electrical Engineering And Automation
ABSTRACT
Design of sine wave inverter power supply by SG3525 was designed using operational amplifier,diodes,transistors,zener diodes,the capacitor and resistor voltage devices such as to constitute circuit.Inverter power supply is one kind of power electronics process transformation of electrical energy device.It alternating voltage or volts d.c input to acquire voltage stabilization constant amplitude the alternating voltage output.Get through the circuit analytical.To ensure the parameter to chose one kind of best fit program.The output frequence is confirmed by voltage and resistance ect.The thesis use SG3525 as a core to achieve design of sine wave inverter power supply.Take the advantage of the result to achieve circuit ligature.Get through the debug to check the validity.KEY WORDS： SPWM，SG3525 III
IV
目 录
1绪论..............................................................1 1.1逆变电源的发展背景............................................1 1.2逆变电源的研究现状............................................1 1.3 设计的主要工作和难点..........................................3 1.3.1 设计的主要工作............................................3 1.3.2 论文的主要难点............................................5 2 SPWM逆变电源原理与应用...........................................7 2.1 SPWM控制原理................................................7 2.2 SPWM控制的发展前景..........................................8 2.3本章小结......................................................8 3 硬件电路的设计....................................................9
3.1SG3525介绍..................................................9 3.2 文氏电桥振荡电路...........................................11 3.3移位电路分析................................................13 3.4 逆变电路的工作原理分析.....................................13 3.5 本章小结...................................................14 4 系统的检测与分析.................................................15 4.1正弦发生器部分的调试........................................15 4.2逆变部分及整体运行结果......................................16 5结论与展望.......................................................19 致谢...............................................................21 参考文献...........................................................23
I
II
1绪论
1.1逆变电源的发展背景
逆变电源是一种采用电力电子技术进行电能变幻的装置，它从交流或直流输入获得稳压恒频的交流输出。逆变电源技术是一门综合性的专业技术，它横跨电力、电子、微处理器及自动控制等多学科领域，是目前电力电子产业和科研的热点之一。逆变电源广泛应用于航空、航海、、电力、铁路交通、邮电通信等诸多领域。
逆变电源的发展是和电力电子器件的发展联系在一起的，器件的发展带动着逆变电源的发展。逆变电源出现于电力电子技术飞速发展的20世界60年代，到目前为止，它经历了三个发展阶段。
第一代逆变电源是采用晶闸管（SCR）作为逆变器的开关器件称为可控硅逆变电源。可控硅逆变电源的出现虽然可以取代旋转型变流机组，但由于SCR是一种没有自关断能力的器件，因此必须增加换流电路来强迫关断SCR，但换流电路复杂。噪声大、体积大、效率低等原因却限制了逆变电源的进一步发展。
第二代逆变电源是采用自关断器件作为逆变器的开关器件。自20世纪70年代后期，各种自关断器件想运而生，它们包括可关断晶闸管（GTO）、电力晶闸管（GTR）、功率场效应管（MOSFET）、绝缘栅双极性晶体管（IGBT）等。自关断器件在逆变器中的应用大大提高了逆变电源的性能
第三代逆变电源实时反馈控制技术，使逆变电源性能得到提高。实时反馈控制技术是针对第二代逆变电源非线性负载适应性不强及动态特性不好的的缺点提出来的，它是最近十年发展起来的的新型电源控制技术，目前仍在不断完善和发展之中，实时反馈控制技术的采用使逆变电源的性能有了质的飞跃。
1.2逆变电源的研究现状
最初的逆变电源采用晶闸管（SCR）作为逆变器的开关器件，称为可控制逆变电源。由于SCR是一种有关断能力的器件，因此必须通过增加换流电路来强迫关断SCR，SCR的换流电路限制的逆变电源的进一步发展。随着半导体技术和交流技术的发展，有关断能力的电力电子器件脱颖而出，相继出现了电力晶体管（GTR）、可关断晶闸管（GTO）、功率场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅双极性晶体管（IGBT）等等，可关断器件在逆变器中的应用大大提高了逆变电源的性能，由于可关断器件的使用，使得开关频率得以提高，从而逆变桥输出电压中次谐波的频率比较高，使输出滤波器的尺寸得以减小，而且非线性负载的适应性得以提高。最初，对于采用全控型器件的逆变电源在控制上普遍采用带输出电压有效值或平均值反馈的PWM控制技术，其输出电压的稳定是通过输出电压的有效值或平均值反馈控制的方法实现的。采用输出电压有效值或平均值反馈控制的方法是有 结构简单、容易实现的优点，但存在以下缺点：(1)对线性负载的适应性不强
(2)死区时间存在将使PWM波中含有不易滤掉的低次谐波，使输出电压出 现 波形畸变
(3)动态性能不好，负载突变时输出电压调整时间长
为了克服单一电压有效值或平均值反馈控制方法的不足，实现反馈控制技术得以应用，它是10年来发展起来的新型电源控制技术，目前仍在不断的完善和发展之中，实时反馈控制技术的采用使逆变电源的性能有了质的飞跃，实时反馈控制技术多种多样，主要有以下几种： 1.谐波控制原理
当逆变电源的负载为整流负载时，由于负载电流中含有大量谐波，谐波电流 在逆变电源内阻上压的降致使逆变电源输出电压波形畸变,谐波补偿控制可以较好的解决这一问题，尤其是在逆变桥输出PWM波中加入特定谐波，可抵消负载电流中的谐波对输出电压波形的影响，减小输出电压的波形是畸变，而且这种方法只能由数字信号处理器来实现。
2.无差拍控制
1959年，Kalman首次提出了状态变量的无差拍控制理论。1985年，GokhalePESC年会上提出将无差拍控制应用于逆变控制，逆变器的无差拍控制才引起了广泛的重视无差拍控制是一种基于微机实现的控制原理，这种控制方法根据逆变电源系统的状态方程和输出反馈信号来推算下一个采样周期的开关时间，使输出电压在每个采样点上与给定信号相等，无差拍控制的缺点是算法比较复杂，实现起来不太容易，它对系统模型的准确性要求比较高。对负载大小的变化及负载性质变化比较敏感，当负载大小变化及负载性质变化时不是获得理想的正弦波输出。3.重复控制
为了消除非线性负载对逆变器输出的影响，在UPS逆变器控制中导入重复控制技术。重复控制是一种基于内模原理的控制方法，它将一个基波周期的的偏差存储起来，用于下一个基波周期的控制，经过几个周期基波周期的重复可达到很高的控制频度。在这种控制方法中，加到控制对象的输入信号除偏差信号外，还叠加了一个过去的控制偏差，这个过去的控制偏差实际上是一个基波周期忠的控制偏差，把上一个基波周期的偏差反映到现在，和现在的偏差一起加到控制对象进行控制，这种控制方式偏差好像在被重复使用，所以称为重复控制。它的突出特点是稳定性好、控制能力强但动态响应速度慢，因此，重复控制一般都不单独用于逆变器的控制，而是与其他控制方式结合共同实现整个系统性能。4.单一的电压瞬时值反馈控制
这种控制方式的基本思想是把输出电压的瞬时反馈与给定正弦波进行比较，2
用瞬时偏差作为控制量，对逆变桥输出PWM波进行动态调节，和传统PWM控制方法相比，该方法能对PWM波进行动态调整，故系统快速性、抗扰性、对非线性负载的适应性、输出电压的波形品质等都比传统PWM控制方法有所提高。这种方法的缺点就是稳定性不好，特别是空载时。5.带电流内环的电压瞬时值反馈控制
带电流内环的电压瞬时值反馈控制方法是在单一的电压瞬时值反馈控制方法的基础上发展起来的在这种方法中，不但引入输出电压的瞬时值反馈，还引入滤波电容电流的瞬时值反馈，电压环是外环，内流环具有将滤波电容电流或滤波电感电流改造为可控的电流源的作用，这一，控制输入和输出电压之间就形成了具有单极点的传递函数，因而系统的稳定性大大提高，克服了单一电压瞬时值反馈控制系统空载容易震荡的缺点。由于稳定性的提高使得电压调节器增益可以取比较大的值，所以突加负载或突卸负载时输出电压的动态性能大大提高，抗扰性能大大提高，对非线性负载的适应能力也大大提高。
1.3 设计的主要工作和难点
1.3.1 设计的主要工作
本课题的研究设计，把它分成4个阶段来进行完成：思路分析、体系结构设计、硬件连接、系统调试。
首先设计正弦波信号发生器，正弦波信号发生器由文氏电桥振荡电路和移位电路两个部分组成如图1-1所示
-12V10KRP15.1KR710KRP2R2R310KR10C3r810K10K00010K000104R6RP300R100R533kR9c2104104C1R433k文氏电桥振荡电路移位电路 图1-1 正弦波信号发生器
如图所示把正弦波信号发生器产生的50HZ的正弦波送入SG3525芯片的9号管脚与SG3525芯片的5号管脚的锯齿波进行比较，从而获得SPWM信号，改变正弦波幅值，即改变M，就可以改变输出电压幅值，正常M≤1。
再次设计SPWM驱动电路如图1-2所示，由正弦波发生器产生一50Hz、幅度可变的正弦波，送人SG3525的第9端，和SG3525的第5脚（锯齿波）比较后，输出经调制（调制频率约为10kHz）的SPWM波形，经过到相器反相后，得到两路互为反相的PWM驱动信号，分别驱动功率场效应管VT1、VT2，使VT1、VT2交替导通，从而在高频变压器的副边得到一SPWM波形，经过LC滤波后，得到一50Hz的正弦波，幅度可通过电位器RP进行改变。
u0Y 轴O①②③④⑤π⑥⑦⑧ ⑨⑩2π(a)正弦电压ωt u0PWM①②③④⑤(b)SPWM等效电压Y 轴O∠θ1∠θ∠θ3∠θ24-Udα1=θ1α2∠θ5=θ2X 轴ωt图1-2 SPWM逆变电路
1.3.2 论文的主要难点
我在做设计时候遇到难题是由于选择正弦波振荡电路的电阻参数错误和SPWM逆变电路调节RP在SG3525的9号管脚和SG3525芯片的5号管脚得不到相应的信号输出。最后在指导老师的帮助下经过更换电阻参数和负载R5从而得到应该得到的输出。
SPWM逆变电源原理与应用 SPWM逆变电源原理与应用
2.1 SPWM控制原理
逆变电路理想的输出电压是图2-1（a）正弦波u0=Uo1sinωt。而电压型逆变电路的输出电压是方波，如果将一个正弦波半波电压分成N等分，并把正弦曲线每一等分所包围的面积都用一个与其面积相等的等副矩形脉冲来代替，且矩形脉冲的中点与相应正弦等分的中重合，得到如图2-1（b）所示的脉冲列这就是PWM波形。正弦波的另外一个半波可以用相同的方法来等效。可以看出，该PWM波形的脉冲宽度按正弦规律变化，称为SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation）波形。
u0Y 轴O①②③④⑤π⑥⑦⑧ ⑨⑩2π(a)正弦电压ωt u0PWM①②③④⑤(b)SPWM等效电压Y 轴O∠θ1∠θ∠θ3∠θ24-Udα1=θ1α2∠θ5=θ2X 轴ωt
图2-1 SPWM电压等效正弦电压
根据采样控制理论，冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。脉冲频率越高，SPWM波形越接近正弦波。逆变器的输出电压为SPWM波形时，其低次谐波将得到很好的抑制和消除，高次谐波又能很容易滤去，从而可获得畸变率极低的正弦波输出电压。
SPWM控制方式就是对逆变电路开关器件的通、断进行控制，使输出端得带一系列幅值相等而狂度不相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或者其他所需要的波形。
从理论上讲，在SPWM控制方式中给出了正弦波频率、幅值和半周期内的脉冲 数后，脉冲波形的宽度和间隔便可以准确计算出来，然后计算的结果控制电路忠各开关器件的通、断，就可以得到所需要的波形，这种方法称为计算法。计算法很繁琐，其输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化，实际中很少应用。
在大多数情况下，人们采用正弦波与等腰三角波橡胶的办法来确定各矩形脉冲的宽度。等腰三角波上下宽度与高度呈线性关系且左右对称，当它与任何一个光滑曲线相交时，即得到一组等副而脉冲宽度正比于该曲线换数值的矩形脉冲，这种方法称为调制法。希望输出的信号为调制信号，接受调制的三角波称为载波。当调制信号是正弦波时所得到的便是SPWM波形；当调制信号是正弦波时，等效也能得到与调制信号的SPWM 根据前面的法分析，SPWM逆变电路的优点可以对那如下：
1.以得到接近正弦波输出电压，满足负载需要。
2.整流电路采用二级管整流，可获得较高的功率因数。
3.只用一级可控的功率环节，电路结构简单。
4.过对输出脉冲宽度控制就可改变输出电压的大小，大大加快了逆变器的动态响应速。
2.2 SPWM控制的发展前景
近年来，随着逆变电源在各行各业应用的日益广泛，采用正弦脉宽调制(SPWM)技术控制逆变电源提高整个系统的控制效果是人们不断探索的问题。对SPWM的控制有多种实现方法，其一是采用模拟电路、数字电路等硬件电路产生SPWM波形，该方法波形稳定准确，但电路复杂、体积庞大、不能进行自动调节；其二是借助单片机、DSP等微控制器来实现SPWM的数字控制方法，由于其内部集成了多个控制电路，如PWM电路、可编程计数器阵列(PCA)等，使得这种方法具有控制电路简单、运行速度快、抗干扰性强等优点。
2.3本章小结
本章就实验的SPWM控制原理利用等效波形图进行了简单的阐述，同时对SPWM控制的前景进行一定得介绍。
硬件电路的设计 硬件电路的设计
3.1SG3525介绍
随着电能技术的发展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司推出SG3525。SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET，其产品一推出就受到广泛好评。SG3525系列PWM控制器分军品、工业品、民品三个等级方面。下面对SG3525特点、引脚功能、电器参数、工作原理以及典型应用进行介绍。
（1）PWM控制芯片SG3525功能简介
SG3525是电流控制性型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照反馈电流表调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差信号放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统。因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。
（2）SG3525内部结构和工作特性
反相输入同相输入同步端同步输出CTRT软电端软启动
图3-1 SG3525引脚图
1234567816***09URefUCC输出BUC接地输出A封锁端补偿端
***15.1V基准振荡器欠压锁定输出AF/F1457x1x2x3S* / *u1RQ输出B1285.0K105.0K图3-2 SG3525结构方框图
1.相输入端(引脚1):误差放大器的反相输入端，该误差放大器的增益标称值为80dB，其大小由反馈或输出负载而定，输出负载可以是纯电阻，也可以是电阻性元件和电容元件的组合。该误差放大器的共模输入电压范围为1.5~5.2V。此端通常接到与电源输出电压相连接的电阻分压器上。负反馈控制时，将电源输出电压分压后与基准电压相比较。
2.相输入端(引脚2):此端通常接到基准电压引脚16的分压电阻上，取得2.5V的基准比较电压与引脚1的取样电压相比较。
3.步端(引脚3):为外同步用。需要多个芯片同步工作时，每个芯片有各自的振荡频率，可以分别与它们的引脚4相副脚3相连，这时所有芯片的工作频率以最快的芯片工作频率同步;也可以使单个芯片以外部时钟频率工作。4.步输出端(引脚4):同步脉冲输出。作为多个芯片同步工作时使用。5.振荡电容端(引脚5):振荡电容一端接至引脚5，另一端直接接至地端。6.振荡电阻端(引脚6):振荡电阻一端接至引脚6，另一端直接接至地端。7.放电端(引脚7):Ct的放电由5、7两端的死区电阻决定。
8.软起动(引脚8):比较器的反相端，即软起动器控制端(引脚8)，引脚8可外接软起动电容。
9.补偿端(引脚9):在误差放大器输出端引脚9与误差放大器反相输入端引脚1间接电阻与电容，构成PI调节器，补偿系统的幅频、相频响应特性。10.锁端(引脚10):引脚10为PWM锁存器的一个输入端，一般在该端接入过流检测信号。
硬件电路的设计
11.冲输出端(引脚
11、引脚14):输出末级采用推挽输出电路，驱动场效应功率管时关断速度更快。
12.地端(引脚12):该芯片上的所有电压都是相对于引脚12而言，既是功率地也是信号地。
13.挽输出电路电压输入端屿1脚13):作为推挽输出级的电压源，提高输出级输出功率。
14.片电源端(引脚15):直流电源从引脚15引人分为两路:一路作为内部逻辑和模拟电路的工作电压;另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生5.1V土1的内部基准电压。
15.准电压端(引脚16):基准电压端引脚16的电压由内部控制在5.1V土1。可以分压后作为误差放大器的参考电压（3)SG3525脉宽调制器的特点
1.工作电压范围宽:8~35V。
2.5.1V士1%微调基准电源。
3.振汤器上作频率泡围觅:l00~400kHz。
4.具有振荡器外部同步功能。
5.死区时间可调。
6.内置软起动电路。
7.具有输入欠电压锁定功能。
8.具有PWM锁存功能，禁止多脉冲。
9.逐个脉冲关断。
10.双路输出(灌电流啦电流):500mA(峰值)。
3.2 文氏电桥振荡电路
硬件电路由三部分组成如图3-3 正弦波信号发生器SG3525逆变 图3-3 硬件电路组成图
正弦波发生器由两部分组成。前半部分为RC串并联型正弦波振荡器，后半部分为移位电路，最终将正弦波信号加在SG3525的输入管脚。图3-4为设计所选正弦信号发生装置的电路图
-12V10KRP15.1KR710KRP2R2R310KR10C3r810K10K00010K000104R6RP300R100R533kR9c2104104C1R433k文氏电桥振荡电路移位电路 图3-4 正弦波信号发生器
如图3-4所示，电阻R6左边是由Ua741和文氏电桥反馈网络组成的正弦波震荡电路。R4、C1与R5、C2组成文氏电桥的两臂，由他们组成正反馈的选频网络；文氏电桥的另外两臂由R1及R2、R3、RP1组成，是Ua741的负反馈网络，它们与集成运放一起组成振荡电路的放大环节。整个震荡条件主要由这两个反馈网络的参数决定。
振荡电路为RC串并联的选频网络，其振荡频率可由f=1/2*pi*RC计算。为使文氏电桥振荡电路满足起振条件，必须要求A≥3即R1≥2R2，即是在本电路忠的R2+R3+RP2≥2R1。因此，在运放的线性区间内电路不可能满足恒幅度平衡条件，只有当运放进入非线性区后，电路才能满足幅度平衡条件，因而输出电压信号将会产生非线性失真。为了减小非线性失真，应使电路的放大倍数A尽可能接近3.但是这样将使振荡电路起振调钱的裕度很小，当电路工作条件稍有变化时就有可能不起振。如果放大电路的负反馈网络采用非线性元件，它能够在输出信号较小时确保A足够大使电路容易起振；并且随着输出信号逐渐增大A能逐渐变小，也能够在运放进入非线性以前使电路满足幅度平衡条件，这样就可以获得即稳定而又不失真的正弦波输出信号。
本电路中加入了两个二极管进行稳幅，它是利用二极管的非线性自动调节负反馈的强弱来维持输出电压的恒定。如果起振A﹥3，则振幅将逐渐增大，在振荡过程中VD1、VD2将交替导通和截止，总有一个处于正向导通状态的二极管与12
硬件电路的设计
电阻并联，由于二级管正向电阻随电压增加而下降，因此负反馈随振幅上升而增强，也就是说A随振幅增大而下降，直至满足振幅平衡条件为止，并维持一定得振幅输出。因此调节RP1可以改变振荡的幅值以获得最小失真。总的来说，使用二极管做稳幅电路简单又经济，虽然波形失真可能较大，但适用于这种要求不高的场合。
文氏电桥正弦波振荡电路可以很方便的改变振荡频率，频率的调节范围也很广，目前许多的振荡电路都采用这种形式的电路。另外，RC正弦波振荡电路的振荡频率与RC的乘积成反比，如果希望加入它的振荡频率，势必减小R和C的取值。然而减小R将使放大电路的负载加重，减小C也不能超过一定限度，否则振荡频率将受寄生电容的影响而不稳定。此外，普通集成运放的带宽较窄，也限定了振荡频率的提高。因此，有集成运放组成的RC正弦波振荡电路的振荡频率一般不超过1MHz,本电路输出正弦波频率为50Hz，在要求范围之内，所以选取RC正弦波振荡电路是可行的。
3.3移位电路分析
SG3525芯片振荡产生锯齿波，锯齿波的顶点约为3.3V，谷点约为0.9V。正弦信号发生器产生的正弦波需与SG3525产生的锯齿波进行比较，所以要将正弦波位移至相应位置。
图3-4中，包括R6以内右边的电路为位移电路，电阻R6与变阻器RP3先使前半部分输出的正弦信号的幅值降低，调节RP3使其变化至需要的幅值范围内然后输出。
电阻R7、R8和变阻RP2的作用是使正弦信号位移，调节RP2使正弦波位移至电路所需位置。其后是一个带负反馈的运算放大器电路。而且上面有个电容，表示对某频率段有较大的负反馈作用。运算放大器同相输入端电位为零，根据电路虚短的原理其反相输入端的电位也为零，所以当输入电压小于零的时候运放才有输出波形。
3.4 逆变电路的工作原理分析
逆变电路的主要功能是将直流电逆变成某一频率或可变频率的交流电供给负载。本论文所选的逆变电路如图3-5所示，Ud=15为直流输入电压，当开关使VT1导通，VT2截止时，逆变器输出电压U0=Ud；当开关使VT2导通，VT1截止时，逆变器输出电压U0=-Ud。当以频率fs交替切换VT1和VT2时，则在输出上获得如图3-6所示的交变电压波形，其周期Ts=1/fs，这样，就将直流电压Ud变成的交流电压U0。U0含有各次谐波，论文是想得到正弦波电压，则可通过LC滤波器滤波获得。
13-15vLR2R33K正弦波信号发生器159RP3Kvt1N11N2N12133KR4vt2C882C615.6KR1102C1SG3525510111214C2R57103
图3-5 SPWM逆变电路
UoUdOY 轴X 轴Tst-Ud
图3-6交变电压波形
3.5 本章小结
本章对于单相SPWM逆变电源的设计进行了介绍，技术指标和电路参数结合设计电路图进行了详细的解释与计算，同时对驱动芯片SG3525做了一定的介绍，主要介绍了单相正弦波SPWM逆变电源的电路以及工作原理。
系统的检测与分析 系统的检测与分析
4.1正弦发生器部分的调试
测试结果如下：表4-1为文氏振荡电路电位器RP1和输出电压Uo的关系。
表4-1输出电压和电位器RP1的关系
运行过程中振荡产生的正弦波和位移后的正弦波如图4—
1、4—2所示，正弦波的起振幅值为3V，起振时RP1为1.74K。最大不失真幅值为6V，RP1为5.20K。
脉宽调制SG3525的振荡器产生的锯齿波顶点约为3.3V，谷点约为0.9V。位移后的正弦波应调节至与其相近。最后RP3的调节值为5.28K，RP2的调节值为2.03K。RP1(K)Uo(V)1.32.741.743.093.84.375.206.03
图4-1文氏振荡电路波形
图4-2移位电路波形
4.2逆变部分及整体运行结果
由波形发生器产生一50Hz、幅度可变的正弦波，送人SG3525的第9端，和SG3525的第5脚（锯齿波）比较后，输出经调制（调制频率约为10kHz）的SPWM波形，经过到相器反相后，得到两路互为反相的PWM驱动信号，分别驱动功率场效应管VT1、VT2，使VT1、VT2交替导通，从而在高频变压器的副边得到一SPWM波形，经过LC滤波后，得到一50Hz的正弦波，幅度可通过电位器RP进行改变。波形如下图4—3所示。表4—2为逆变电路中电位器RP和输出电压Uo的关系。
表4-2输出电压和电位器RP的关系
RP(K)Uo(V)
4.366.835.757.587.359.329.4810.53SG3525芯片5号管脚的锯齿波波形如图4—3所示
图4-3 5号管脚锯齿波波形
SG3525芯片13号管脚输出的正弦波脉宽调制信号波形如图4—4所示
系统的检测与分析
图4—4 脉宽调制正弦波波形
输出的单相正弦波逆变电源信号波形如图4—5所示
图4-5输出的正弦波逆变电源信号波形
工作照如图4-6所示
图4-6 工作照
结论与展望
5结论与展望
通过本篇论文的设计，使我们对单相正弦波SPWM逆变电源的工作原理有了比较深入的理解，掌握了利用SG3525设计单相正弦波SPWM逆变电源概念、工作波形等内部构造及其工作原理。利用SG3525设计出来的单相正弦波SPWM逆变电源具有线路简单，调试方便，功能完备。输出的交流电源谐波干扰小、电磁兼容性好。
本论文设计的单相正弦波SPWM逆变电源经过实验、调试及验证，足以证明设计的正确性和可行性。
但是由于能力有限，本论文的设计只是通过简单的运算得出参数，进而通过电路连接和示波器显示的波形来验证，并没有做出实际的东西来，而且只是设计了一种方案就进行了实验，并没有其他更多的设计方案和电路来进行比较，这是比较遗憾的。
致谢
致谢
本论文的研究工作是在指导老师李瑞程的悉心指导下努力完成的。在老师的关心和指导下，使我能够从毕业设计的选题一直到论文的撰写顺利的完成整个课题的要求。在此期间，这些过程让我培养了很好的自学能力，以及独自处理问题的能力，让我明白，我要积极地面对困难并且克服困难。这些不管是对我往后的生活还是工作，都将是受益匪浅。在此，致上我最崇高的敬意以及感激之情。感谢学校的培育之恩，感谢学院提供良好的实验场所和实验设备。学校老师的谆谆教导，学校浓厚的学习氛围，学校同学的团结互助，帮助我顺利完成学业。在此，我衷心祝愿我们城市学院能够越办越好。
参考文献
参考文献
[1] 杨文通，李帅，刘志峰，张爱平，王建华。一种准正弦波逆变电源的设计。现代制造工程。
2009，Loads．IEEE-EPEMC'2000．2000：381-384．
[2] 李爱文，张承慧。现代逆变技术及其应用.北京：科学出版社，2000． [3] 周志敏，周纪海，纪爱华。逆变电源实用技术。北京：中国电力出版社，2005． [4] 刘凤君。正弦波逆变器。第一版。北京：科学出版社，2002．
[5] 王建兵。基于SPWM 技术的测试电源的研究与设计。太原理工大学．2008． [6] 钱金川，朱守敏。全桥式逆变电源主电路设计。电工电气．2010．NO．4． [7] 孙肖子，张企民。模拟电子技术基础。西安：西安电子科技大学出版社，2001 [8] 张工一，肖湘宁。现代电力电子技术原理与应用。北京：科学技术出版社，1999 [9] Milan Prodanovic，Timothy C．Control and Filter Design of Three-Phase Inverters for High Power Quality Grid Connection．IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS，VOL.18, NO.1,JANUARY 2003．
[10] RamonO．Caceres，Member，IEEE，Ivo Barbi Senior Member，IEEE．A Boost DC-AC Converter: Analysis ,Design ,and Experimentation．IEEE TRANSACTIONS ON POWERELECTRONICS,VOL.14,NO.1, JANUARY 1999． [11] 窦伟，黄念慈，于玮，首福俊．单片机控制的正弦波逆变电源．Vol．38，No．6．December，2004．
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