第一篇：高频功率放大器_课程设计报告
河南理工大学课程设计报告书
高频电子线路课程设计报告
设计题目：高频功率放大器设计
专业班级 电信09-3 学 号 310908030305 学生姓名 董一含 指导教师 高 娜 教师评分
2012年6月13日
河南理工大学课程设计报告书
摘 要
高频功率放大器是通信系统中发送装置的主要组件，用于发射机地末端。本课程设计的高频功率放大器电路由两极功率放大器组成，第一级为甲类功率放大器，第二级为丙类谐振功率放大器。分别对甲类功率放大器和丙类谐振功率放大器设计，通过给定的技术指标要求确定甲类功率放大器和丙类谐振功率放大器设计的工作状态和计算出电路中各器件参数，从而设计出完整高频功率放大器电路，再利用电子设计软件multisim对电路仿真。
关键词：甲类功率放大器、丙类功率放大器、multisim仿真。
河南理工大学课程设计报告书
目 录 设计要求.............................................................................................................................1 1.1 已知条件....................................................................................................................1 1.2 主要技术参数............................................................................................................1 1.3 具体要求....................................................................................................................1 2 原理分析.............................................................................................................................2 3 电路设计.............................................................................................................................3 3.1 电路概要设计............................................................................................................3 3.2 丙类功率放大器设计................................................................................................3
3.2.1 放大器的工作状态............................................................................................3 3.2.2 谐振回路及耦合回路的参数............................................................................4 3.2.3 基极偏置电路参数计算....................................................................................5 3.3 甲类功率放大器设计................................................................................................5
3.3.1 电流性能参数....................................................................................................5 3.3.2 静态工作点........................................................................................................6 高频功率放大器完整电路图.............................................................................................7 5 电路仿真.............................................................................................................................8 6 设计心得...........................................................................................................................10
参考文献..........................................................................................................................11 设计要求
1.1 已知条件
+VCC=+12V,晶体管3DG130的主要参数为PCM=700mW，ICM=300mA，VCES≤0.6V，hfe≥30，fT≥150MHz，放大器功率增益AP≥6dB。晶体管3DA1的主要参数为PCM=1W，ICM=750mA，VCES≥1.5V,hfe≥10,fT=70MHz,AP≥13dB。
1.2 主要技术参数
输出功率P0≥500mW，工作中心频率f0≈5MHz，效率η＞50%，负载RL=50Ω。
1.3 具体要求
分析高频功率放大器原理，通过给定的技术指标要求确定甲类功率放大器和丙类谐振功率放大器设计的工作状态和计算出电路中各器件参数，利用电子设计工具软件multisim对电路进行仿真测试，分析电路的特性。原理分析
高频功率放大器用于发射机的末级，作用是将高频已调波信号进行功率放大，以满足发送功率的要求，然后经过天线将其辐射到空间，保证在一定区域内 的接收机可以接收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。高频功率放大器是通信系统中发送装置的重要组件。按其工作频带的宽窄划 分为窄带高频功率放大器和宽带高频功率放大器两种，窄带高频功率放大器 通常以具有选频滤波作用的选频电路作为输出回路，故又称为调谐功率放大 器或谐振功率放大器。利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器，这是无线电发射机中的重要组成部分。根据放大器电流导通角θ的范围可分为甲类、乙类、丙类及丁类等不同类型的功率放大器。电流导通角θ愈小，放大器的效率η愈高。如甲类功放的θ=180，效率η最高也只能达到50%，而丙类功放的θ< 90º，效率η可达到80%，甲类功率放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功率放大器。丙类功率放大器通常作为末级功放以获得较大的输出功率和较高的效率。图1为丙类谐振功率放大器。
图 1 丙类谐振功率放大器 电路设计
3.1 电路概要设计
本课程设计的高频功率放大器由两级功率放大器组成的高频功率放大器电路，其中VT1 组成甲类功率放大器，晶体管VT2 组成丙类谐振功率放大器。从输出功率P0≥500mW来看，末级功放可以采用甲类或乙类或丙类功率放大器，但要求总效率η＞50%，显然不能只用一级甲类功放，但可以只用一级丙类功放。本课程设计采用的电路甲类功放选用晶体管3DG130,丙类功放选用3DA1。首先设计丙类功率放大器，再设计甲类功率放大器。
3.2 丙类功率放大器设计
3.2.1 放大器的工作状态
为获得较高的效率η及最大输出功率P0。放大器的工作状态选为临界状态，取，得谐振回路的最佳负载电阻Re为
为，集电极基波电流振幅，集电极电流脉冲的最大值Icm及）其直流分量Ic0，即 Icm= Ic1m / α1（=216mA，Ic0= Icm ·α0（）=54mA。
电源供给的直流功率PD为： PD=VCCIc0=0.65W。集电极的耗散功率PC'为： PC'=PD-P0=0.15W。放大器的转换效率η为：η=P0/PD=77%。
若设本级功率增益AP=13dB（20倍），输入功率Pi为Pi=P0/AP=25mW，基极余弦脉冲电流的最大值为Ibm（设晶体管3DA1的直流β=10）Ibm=Icm/β=21.6mA，基极基波电流的振幅Ib1m 为Ib1m=Ib1mα1(为。)=9.5mA，输入电压的振幅Vbm3.2.2 谐振回路及耦合回路的参数
在谐振功率放大器中，为满足结它的输出功率和效率的要求，并有较高的功率增益，除正选择放大器的工作状态外，还必须正确设计输入和输出匹配网络，输入和输出匹配网络在谐振功率放大器中的连接情况如图2所示。无论是输入匹配网络还是输出匹配网络，它们都具有传输有用信号的作用，故又称为耦合电路。对于输出匹配网络，在求它具有滤波和阻抗变换功能，即滤除各次分量，使负载上只有基波电压；将外接负载RL 变换成谐振功放所要求的负载电阻R，以保证放大器输出所需的功率。因此，匹配网络也称滤波匹配网络。对于输入匹配网络，要求它把放大器的输入阻抗变换为前级信号源所需的负载阻抗，使电路能从前级信号源获得尽可能大的激励功率。
图 2丙类谐振功率放大器的匹配网络
丙类功放的输入输出耦合回路均为高频变压器耦合方式，其输入阻抗|Zi|可计算，输出变压器线圈匝数比为，取N3=2,N1=3。若取集电极并联谐振回路的电容C=100pF，得回路电感为若采用的。的NXO-100铁氧体磁环来绕制输出耦合变压器，可以计算变压器一次线圈的总匝数N2，即由可得N2≈8。需要指出的是，变压器的匝数N1、N2、N3的计算值只能作为参考值，由于电路高频工作时分布参数的影响，与设计值可能相差较大。为调整方便，通常采用磁心位置可调节的高频变压器。
3.2.3
基极偏置电路参数计算
基极直流偏置电压VB为
射极电阻RE2为 RE2=|VB|/ICO=20Ω。
取高频旁路电容CE2=0.01μF。
3.3 甲类功率放大器设计
3.3.1 电流性能参数
由丙类功率放大器的计算结果可得甲类功率放大器的输出功率PO'应等于丙类功放的输入功率Pi，输出负载Re'应等于丙类功放的输入阻抗|Zi|，即PO'=Pi=25mW,Re'=|Zi|=86Ω。集电极的输出功率P0为(若取变压器效率ηT=0.8)P0=PO'/ηT≈31mW。
若取放大器的静态电流ICQ=Icm=7mA，得集电极电压的振幅Vcm及最佳负载电阻Re分别为 Vcm=2P0/Icm=8.9V，因射极直流负反馈电阻RE1为
。，取标称值360Ω，得输出变压器匝数比为 匝数N1=6。，若取二次侧匝数N2=2，则一次侧 本级功放采用3DG12晶体管，设β=30，若取功率增益AP=13dB（20倍），则输入功率Pi为 Pi=P0/AP=1.55mW，得放大器的输入阻抗Ri为
Ri≈rb'b+βR3=25Ω+30×R3 若取交流负反馈电阻R3=10Ω则Ri=335Ω，得本级输入电压的振幅Vim为。
3.3.2 静态工作点
由上述计算结果得到静态时(Vi=0)晶体管的射极电位VEQ为VEQ=ICQRE1=2.5V，则VBQ=VEQ+0.7V=3.2V，IBQ=ICQ/β=0.23mA，若取基极偏置电路的电流I1=5IBQ，则R2=VBQ/5IBQ=2.8kΩ，取标称值3kΩ。
在实验时可以调整时取R1=5.1kΩ+10kΩ电位器。取高频旁路电容CE1=0.022μF，输入耦合电容C1=0.02μF。
高频电路的电源去耦滤波网络通常采用π形C1=0.002μFLC低通滤波器，L10,L20可按经验取50~100μH，C10，C11，C20，C21按经验取0.01μF。L10,L20可以采用色码电感，也可以用环形磁心绕制。高频功率放大器完整电路图
将上述设计计算的元件参数按照图所示电路进行安装，然后再逐级进行调整。最好是安装一级调整一级，然后两级进行级联。所示可先安装第一级甲类功率放大器，并测量调整静态工作点使其基本满足设计要求，如测得VBQ=2.8V,VEQ=2.2V，则ICQ=6mA。再安装第二级丙类功率放大器。测得晶体管3DA1的静态时基极偏置VBE=0。
图所示3为完整的高频功率放大器电路图。第一级为甲类功率放大器，第二级为丙类谐振功率放大器。
图 3完整的高频功率放大器电路图 电路仿真
利用电子设计软件multisim对电路仿真，根据图3高频功率放大器电路图在软件multisim中绘制出仿真电路图，如图4所示。
图 4高频功率放大器仿真电路图
对电路进行仿真测试高频放大器的放大效果，在输入端输入1KHZ的正弦波信号，由仿真电路图在仿真示波器选择B通道观察输入的1KHZ的正弦波信号，如图5所示，输入电压Vi=326mV。
图 5 1KHZ的正弦波信号
再观察仿真示波器A通道的波形，即经高频功率放大器放大的信号波形，如图6所示，由仿真示波器可得输出电压Vo=2.282V。放大增益A=Vo/Vi=2282mV/326mV =7, 20LgA=20Lg7=16.9dB,故由Multism仿真测得设计的高频功率放大器的电压放大增益Av=16.9dB。
图 6高频功率放大器放大后的信号 设计心得
高频功率放大器是通信系统中发送装置的主要组件,经过一周的对高频功率放大器电路的设计使我对高频电路课程有了更深一步的了解，课程设计是培养学生综合运用所学知识,发现,提出,分析和解决实际问题,锻炼实践能力的重要环节,是对学生实际工作能力的具体训练和考察过程。此次的高频课设，不仅让我加深了对电子电路理论知识的理解，还加强和同学交流沟通的能力，在设计电路时和同组成员共同讨论解决问题，同时设计出的电路经过Multisim软件仿真达到预期的放大效果，不仅让小组所有成员共同获得努力后成功的欣喜，而且了解了Multism软件的使用。种种在此次学习到的知识或是能力必将有用于之后的学习或是将来的工作，这也是此次课程设计的目的所在。
参考文献
[1]张肃文.高频电子线路（第四版）[M].北京：高等教育出版社,2004 [2]张肃文.高频电子线路（第五版）[M].北京：高等教育出版社,2009 [3]曾兴雯，刘乃安，陈健.高频电路原理与分析（第四版），西安：西安电子科技大学出版社,2006 [4]杨霓清.高频电子线路实验及综合设计[M］．机械工业出版社,2009 [5]铃木宪次(日).高频电路设计与制作[M］．科学出版社,2005
第二篇：低频功率放大器课程设计报告
《电路与模拟电子技术》
课程设计报告
低频功率放大器
一、摘要
低频功率放大器的主要应用是对音频信号进行功率放大，本文介绍了具有弱信号放大能力的低频功率放大器的基本原理、内容、技术路线。整个电路主要分为稳压电源、前置放大器、功率放大器、波形变换电路共4 部分。稳压电源主要是为前置放大器、功率放大器提供稳定的直流电源。前置放大器主要是实现电压的放大。功率放大器实现电流、电压的放大。波形变换电路是将正弦信号变换成规定要求的方波信号。设计的电路结构简洁、实用，充分利用到了集成功放的优良性能。实验结果表明该功率放大器在带宽、失真度、效率等方面具有较好的指标、较高的实用性,为功率放大器的设计提供了广阔的思路。
二、关键字
前置放大级电路
功率放大
稳压电源电路
波转换电路
三、总体设计方案论证及选择
根据课设要求, 我们所设计的低频功率放大器应由以下几个部分组成：稳压电路、前置放大、功率放大以及波形变换电路。下面对每个单元电路分别进行论证：
前置放大级：
设计要求前置放大输入交流接到地时，RL=8的电阻负载上的交流噪声功率低于10mw因此要选用低噪音运放。本装置选用的优质低噪音运放NE5532AI。设计要求输入电压幅度为5~700mV时，输出都能以Po≥10W满功率不失真输出，信号需放大几千倍，有考虑到运放的放大倍数与通频带的关系，故采用两级放大，增益调节可用电位器手动调节，也可用自动增益控制，但考虑到题目中的“使用”俩字（例如输入信号不是正弦信号，而是大动态音乐信号），本装置采用手动增益调节。
功率放大级：
根据设计题目要求，在供原则的功率放大可由分立元件组成，也可由集成电路完成。由分立元件组成的功放，如果电路选择好，参数恰当，元件性能优越，且制作和调试的号，则性能很可能高过较好的集成功效。许多优质功放是分立功放。但其中有一个元件出现问题或是搭配不当，则性能很可能低于一般集成功放，为了不至于因过载，过流，过热等损坏还得加复杂的保护电路。
现在市场上也有很多性能优越的集成功放芯片，如TDA2040A,LM1875，TDA1514等。集成功放具有工作可靠，外围电路简单，保护功能较完善，易制作易调试等特点，虽不及顶级功放的性能，但满足并超过本设计的要求问题的。
综上所述，考虑时间紧，在满足要求的前提下，选择易调试的集成功放。
我们熟悉的集成功放有TDA2040A，LM1875，TDA1514等，其中TDA2040A功率量不大，TDA1514外围电路较复杂，且易自激。这两种功放的低频率特征都欠佳，LM1875外围电路简单，电路熟悉，低频特性好，保护功能齐全。它的不足之处是高频特性较差（BW<=70KHz），但对于本设计要求的50Hz~10KHz已足够，因此选用LM1875作功放。
波形变换电路：
直接采用施密特触发器进行变换与整形。而施密特电路可用高精度、高速运算电路搭接而成，也可采用专用施密特触发器构成，还可以选用NE5532P电路构成。
通过比较，本课程设计中施密特电路采用高精度、高速运算放大器LF357构成。
自制稳压电源：
本系统设计采用三端集成稳压电源电路，选用LM7815、LM7915三端集成稳压器。
四、设计方案的原理框图
图1 总体设计
放大通道正弦信号外供正弦信号源弱信号前置放大级变换电路正、负极性对称方波 自制直流稳压电源功率放大级RL=8Ω~220V50Hz
五、总体电路图、接线图及说明 XFG101C210uF2V318 V 683XDA1THDU2A1C458U3B710uF9R5850%050kΩKey=AXSC1Ext Trig+_A+_B+_10NE5532AI746R21MΩ0R415kΩR31kΩ4C347uF0R61MΩ14110R71kΩ12C547uF004NE5532AIR822kΩR9V4-18 V 1350%050kΩKey=A150
图2 前置放大电路
说明：前置放大由两级NE5532典型应用电路组成，各级均采用固定增益输出衰减组成。要求当各级输出不衰减，输入Vp=5mV时，输出Va.pp>=2.53V。
0V218 V 5XFG1514C5220uFU10C3100nFD11N400797+XSC1Ext Trig+_A_+B_8C710uF3R1100kΩ023LM1875T2R320kΩ6V1-18 V 0C2220uF0C4100nF0R21kΩ4D21N4007R48Ω10C6210uF0C147uF0
图3 功率放大电路
说明：功率放大器选择用集成功放LM1875，采用典型电路，此电路中R3，R2组成反馈网络，C1为直流反馈电容，R1为输入接地电阻，防止输入电路时引入感应噪声，C7为信号耦合电容，D1，D2为保护二极管，R4和C6组成退偶电路，防止功放产生高频自激，C5，C2，C3，C4是电源退耦电容。
六、主要元器件选择
1）稳压电路中选用LM7815、LM7915三端集成稳压器
2）因为LF357属于FET管，具有良好的匹配性能，输入阻抗高、低噪声、漂移小、频带宽、响应快等特点，所以在正弦波一方波转换电路中采用集成运放LF357
3）在前置放大级电路中采用集成双运放NE5532,在功率放大级中采用运放LM1875。
七、电路参数计算
前置放大计算
对于第一级放大，要求在信号最强时，输出不失真，即Vp=700mV时，输出Vom<11V(低于电源电压1V)。所以
A1=Vom/Vp=11/0.7 =15.7 取A1=15.当输入信号最小，即Vpp=10mV，而输出不衰减时
V01.pp=A1*Vi.pp=15*10=150mA 第二级放大要求输出V02.pp>2.53V,考虑到元件误差的影响，取V02.pp=3V，而输入信号最小为150mV，则第二级放大倍数是
A2 = V02.pp/ V01.pp=20 功率放大计算：
LM1875开环增益为26dB，即放大倍数 A=20
因为要求输出到8Ω电阻负载上的功率P0>10 W。而 Vom=2Rl*P。=12.65V 加上功率管管压降2V，则
V=Vom=12.65+2=14.65V 取电源电压为15V
Icm=2P。*Rl=1.518A PV =2V * Icm/ =15.1W
八、Multisim仿真结果
前置放大
直流稳压
功率放大
波形转换
九、收获与体会
通过此次课程设计锻炼，我不仅深深体会到理论知识与实践结合的不易，还深入了解并学会了一种简单实用、成本低的低频功率放大器的电路设计方法。课设过程中为了让自己的设计更加完善，更加符合工艺标准，一次次翻阅热处理方面的书籍是十分必要的，同时也是必不可少的。通过这次课程设计我也发现了自身存在的不足之处，虽然感觉理论上已经掌握，但在运用到实践的过程中仍有意想不到的困惑，经过一番努力才得以解决。我懂得了学习的重要性，了解到理论知识与实践相结合的重要意义。
十、参考文献
[1] 胡翔骏 电路分析(第二版)北京：高等教育出版社 2007 [2] 华成英、童诗白 模拟电子学基础（第四版）北京：高等教育出版社 2006 [3] 黄智伟 全国大学生电子设计竞赛系统设计 北京：北京航空航天大学出版社 2006 [4] 夏路易、石宗义 电路原理图与电路板设计教程 北京希望电子出版社 2002 [5] 谷丽华、辛晓宁、么旭东 实用低频功率放大器的设计 沈阳化工学院学报 [6] 高玉良 电路与模拟电子技术 北京高等教育出版社
十一、附件
XSC3V120 Vrms 60 Hz 0° A+_BExt Trig+_+_D91N5402U1LM7815CTC7330nF5C810uFD11N5402D31N5402D21N5402D4C11N5402100nF03R1C31kΩ2.2mFC22.2mF0IC=35VIC=35VXSC1Ext Trig+D51N5402D71N54028D6+_A_B+_91N5402D8C41N5402100nFR21kΩC5D1001N5402C6132.2mFIC=35VU2LM7915CT002.2mFIC=35VXSC2Ext Trig+_11C1010uFC9330nF00A+_+B_0 图2
直流稳压电路
说明：直流稳压电源部分为整个功放电路提供能量，根据设计的前置放大级电路和功率放大级电路的要求，仅需要稳压电源输出的一种直流电压即+15V。因三端稳压器具有结构简单、外围元器件少、性能优良、调试方便等显著优点，故本设计中采用三端稳压电路。两组独立的20V交流，经过桥堆整流，大电容滤波，再加0.1uF小电容滤掉电源中的高频分量。考虑到制作过程中电源空载时的电容放电可在输出电容并上1K大功率电阻。另外还要给7815，7915来获得+15V、万一输入端短路，大电容放电会使稳压块由于反电流冲击而损坏，加两个二极管可使反相电流流向输入端起保护作用。
V260V140XSC11R410kΩ2D21N4728A5R510kΩR6831Ext Trig+3C1818 V U1A330nF1824NE5532PV370C2-18 V 330nFU2A+_AB_+_R310kΩ700mVrms 1000 Hz 0° 30924NE5532P1kΩD1Key=A1N4728A050% 图5 波形变换电路（NE5532P）
说明：将1KHZ的正弦波变为同频率的对称方波。因LF357属于FET管，具有良好的匹配性能，输入阻抗高、低噪声、漂移小、频带宽、响应快等特点，所以本课程设计中施密特电路采用高精度、高速运算放大器LF357构成，而NE5532运放做隔离用。
第三篇：高效音频功率放大器-模电课程设计
高效音频功率放大器
一、设计任务与要求
1、设计任务
设计并制作一个高效率音频功率放大器。功率放大器的电源电压为+5V（电路其他部分的电源电压不限），负载为8Ω电阻。
2、设计要求
（1）3 dB通频带为300～3400Hz，输出正弦信号无明显失真。（2）最大不失真输出功率≥1W。
（3）输入阻抗>10kΩ，电压放大倍数1～20连续可调。
（4）低频噪声电压(20kHz以下)≤10mV，在电压放大倍数为
10、输入端对地交流短路时测量。
（5）在输出功率500mW时测量的功率放大器效率(输出功率/放大器总功耗)≥50％。
3、设计说明
（1）采用开关方式实现低频功率放大(即D类放大)是提高效率的主要途径之一，D类放大原理框图如下图所示。本设计中如果采用D类放大方式，不允许使用D类功率放大集成电路。
图1 D类放大原理框图
（2）效率计算中的放大器总功耗是指功率放大器部分的总电流乘以供电电压(+5 v)，制作时要注意便于效率测试。、（3）在整个测试过程中，要求输出波形无明显失真。
二、方案论证与比较
根据设计任务的要求，对本系统的电路的设计方案分别进行论证与比较。
1、高效率功率放大器
⑴ 高效率功放类型的选择
方案一：采用A类、B类、AB类功率放大器。这三类功放的效率均达不到题目的要求。方案二：采用D类功率放大器。D类功率放大器是用音频信号的幅度去线性调制高频脉冲的宽度，功率输出管工作在高频开关状态，通过LC低通滤波器后输出音频信号。由于输出管工作在开关状态，故具有极高的效率。理论上为100％，实际电路也可达到80％～95％，所以我们决定采用D类功率放大器。
图2 脉宽调制器电路
① 脉宽调制器(PWM)
方案一：可选用专用的脉宽调制集成块，但通常有电源电压的限制，不利于本题发挥部分的实现。
方案二：采用图2所示方式来实现。三角波产生器及比较器分别采用通用集成电路，各部分的功能清晰，实现灵活，便于调试。若合理的选择器件参数，可使其能在较低的电压下工作，故选用此方案。② 高速开关电路 a.输出方式
方案一：选用推挽单端输出方式(电路如图3所示)。电路输出载波峰-峰值不可能超过5V电源电压，最大输出功率远达不到题目的基本要求。
图3 高速开关电路 方案二：选用H桥型输出方式(电路如图4所示)。此方式可充分利用电源电压，浮动输出载波的峰-峰值可达10V，有效地提高了输出功率，且能达到题目所有指标要求，故选用此输出电路形式。
图4 高速开关电路
b.开关管的选择。为提高功率放大器的效率和输出功率，开关管的选择非常重要，对它的要求是高速、低导通电阻、低损耗。
方案一：选用晶体三极管、IGBT管。晶体三极管需要较大的驱动电流，并存在储存时间，开关特性不够好，使整个功放的静态损耗及开关过程中的损耗较大；IGBT管的最大缺点是导通压降太大。
方案二：选用VMMOSFET管。VMOSFET管具有较小的驱动电流、低导通电阻及良好的开关特性，故选用高速VMOSFET管。③ 滤波器的选择
方案一：采用两个相同的二阶Butterworth低通滤波器。缺点是负载上的高频载波电压得不到充分衰减。
方案二：采用两个相同的四阶Butterworth低通滤波器，在保证20kHz频带的前提下使负载上的高频载波电压进一步得到衰减。
三、主要电路工作原理分析与计算
1、D类放大器的工作原理
一般的脉宽调制D类功放的原理方框图如图 5 所示。图 6 为工作波形示意，其中(a)为 输入信号；(b)为锯齿波与输入信号进行比较的波形；(c)为调制器输出的脉冲(调宽脉冲)；(d)为功率放大器放大后的调宽脉冲；(e)为低通滤波后的放大信号。
图5 D类放大器的工作原理
图6 D类放大器的工作波形示意图
2、D类功放各部分电路分析与计算(1)脉宽调制器
①三角波产生电路。该电路我们采用满幅运放TLC4502及高速精密电压比较器LM311来实现(电路如图7所示)。TLC4502不仅具有较宽的频带，而且可以在较低的电压下满幅输出，既保证能产生线性良好的三角波，而且可达到发挥部分对功放在低电压下正常工作的要求。载波频率的选定既要考虑抽样定理，又要考虑电路的实现，选择150 kHz的载波，使用四阶Bultterworth LC滤波器，输出端对载频的衰减大于60dB，能满足题目的要求，所以我们选用载波频率为150 kHz。
电路参数的计算：在5V单电源供电下，我们将运放5脚和比较器3脚的电位用R调整为2.5 V，8同时设定输出的对称三角波幅度为1 V(V＝2V)。若选定R为100 kΩ，并忽略比较器高电
p-p
10平时R上的压降，则R的求解过程如下：
119
取R9为39 kΩ。
图7 三角波产生电路
选定工作频率为f=150 kHz，并设定R+R=20kΩ，则电容C的计算过程如下:
763对电容的恒流充电或放电电流为
则电容两端最大电压值为
其中T为半周期，T=T/2=1/2。Vf的最大值为2V，则
1c取C=220 pF，R=10kΩ，R采用20 kΩ可调电位器。使振荡频率在150 kHz左右有较大47
6的调整范围。
图8 比较器电路
②比较器。选用LM311精密、高速比较器，电路如图8所示，因供电为5V单电源，为给V+=V-提供2.5V的静态电位，取R12=R15，R13=R14，4个电阻均取10 kΩ。由于三角波Vp-p=2V，所以要求音频信号的Vp-p不能大于2V，否则会使功放产生失真。
⑵ 前置放大器电路
如图9所示。设置前置放大器，可使整个功放的增益从1～20连续可调，而且也保证了比较器的比较精度。当功放输出的最大不失真功率为1W时，其8Ω上的电压V=8V，此时送
p-p给比较器音频信号的V值应为2V，则功放的最大增益约为4（实际上，功放的最大不失真p-p功率要略大于1W，其电压增益要略大于4）。因此必须对输入的音频信号进行前置放大，其增益应大于5。
前放仍采用宽频带、低漂移、满幅运放TLC4502，组成增益可调的同相宽带放大器。选择同相放大器的目的是容易实现输入电阻R≥10kΩ的要求。同时，采用满幅运放可在降低电源
i电压时仍能正常放大，取V=V/2=2.5V，要求输入电阻R大于10kΩ，故取R=R=51kΩ，+
cc
i
12则R=51/2=25.5kΩ，反馈电阻采用电位器R，取R=20kΩ，反相端电阻R取2.4kΩ，则前
i
43置放大器的最大增益Av为
图 9 前置放大器电路
调整R使其
4考虑到前置放大器的最大不失真输出电压的幅值V<2.5V，取V
om的音频最大幅度V<(V/A)=2/8=250mV。超过此幅度则输出会产生削波失真。
imom
v⑶ 驱动电路 如图10所示。器并联运用以获得较大的电流输出，送给由晶体三极管组成的互补对称式射极跟随器驱4.220 1 1 34 + = + = RR Av增益约为 8，则整个功放的电压增益从 0～32 可调。om=2.0V，则要求输入 将 PWM 信号整形变换成互补对称的输出驱动信号，用 CD40106 施密特 触发动的输出管，保证了快速驱动。驱动电路晶体三极管选用2SC8050和2SA8550对管。
⑷ H桥互补对称输出电路对VMOSFET的要求是导通电阻小，开关速度快，开启电小。因输出功率稍大于1W，属小功率输出，可选用功率相对较小、输入电容较小、容易快速驱动的对管，IRFD120和IRFD9120 VMOS对管的参数能够满足上述要求，故采用之。实际电路如图11所示。互补PWM开关驱动信号交替开启Q和Q或Q和Q，分别经两个4阶Butterworth
67滤波器滤波后推动喇叭工作。
图 10 驱动电路
图 11 H 桥互补对称输出及低通滤波电路
⑸ 低通滤波器
本电路采用4阶Butterworth低通滤波器（如图11)。对滤波器的要求是上限 频率≥20 kHz，在 通频带内特性基本平坦。采用了电子工作台(EWB)软件进行仿真，从而得到了一组较佳的参数：L1=22μH，L2＝47μH，C1=l.68μH，C2=1μH。19.95 kHz处下降2.464 dB，可保证20 kHz的上限频率，且通带内曲线基本平坦；100 kHz、150 kHz处分别下降48 dB、62 dB，完全达到要求。
四、系统测试及数据分析
1、测试使用的仪器
2、测试数据
（1）最大不失真输出功率测试数据如下表所示：
⑵ 通频带的测量测试数据如下表所示
由表看出通频带BW0.7≈fH≈20 kHz，满足发挥部分的指标要求。⑶ 效率的测量测试数据如下表所示：
⑷ 测量输出功率200mW时的最低电源电压测量结果：Vcc=4.12 V。
3、测量结果分析
①功放的效率和最大不失真输出功率与理论值还有一定差别，其原因有以下几个方面： a．功放部分电路存在的静态损耗，包括PWM调制器、音频前置放大电路、输出驱动电路及 桥输出电路。这些电路在静态时均具有一定的功率损耗，实测结果其 5V 电源的静态总电流约为30 mA，即静态功耗 P 损耗=5× =1 mW。那么这部分的损耗对总的效率影响很大，特别对小功率输出时影响更大，这是影响效率提高的一个很重要的方面。
b．功放输出电路的损耗，这部分的损耗对效率和最大不失真输出功率均有影响。此外，H桥的互补激励脉冲达不到理想同步，也会产生功率损耗。
五、进一步改进的措施
1、尽量设法减小静态功耗
①尽量减小运放和比较器的静态功耗。实测两个比较器(LM311)的静态电流约为 15 mA，这部分损耗就占了静态损耗的一半功率。这是由于在选择器件时几个方面不能完全兼顾所 致。若选择同时满足几方面要求的器件，这部分的功耗是完全可以大幅度降低的。②我们选用的 VMOSFET 管的导通电阻还不是很小，若能换成导通电阻更小的 VM0SFET 管，则整个功放的效率和最大不失真输出功率还可进一步提高。③低通滤波器电感的直流内阻需进一步减小。
六、结束语 对于本系统设计，有些指标还有待于进一步提高。例如，在功放效率、最 功率等方面还有较大的潜力可挖，这些都有待于我们
择来进一步完善。大不失真输出 通过对电路的改进和对元器件的最佳选
第四篇：高频功率放大器实训报告
《高频电子线路》实训报告
题目：高频谐振功率放大器的性能研究
设计过程：
1．高频功率放大器简介
高频功率放大器和低频功率放大器的共同特点都是输出功率大和效率高，但二者的工作频率和相对频带宽度却相差很大，决定了他们之间有着本质的区别。低频功率放大器的工作频率低，但相对频带宽度却很宽。例如，自20至20000
Hz，高低频率之比达1000倍。因此它们都是采用无调谐负载，如电阻、变压器等。高频功率放大器的工作频率高（由几百Hz一直到几百、几千甚至几万MHz），但相对频带很窄。例如，调幅广播电台（535－1605
kHz的频段范围）的频带宽度为10
kHz，如中心频率取为1000
kHz，则相对频宽只相当于中心频率的百分之一。中心频率越高，则相对频宽越小。因此，高频功率放大器一般都采用选频网络作为负载回路。由于这后一特点，使得这两种放大器所选用的工作状态不同：低频功率放大器可工作于甲类、甲乙类或乙类（限于推挽电路）状态；高频功率放大器则一般都工作于丙类（某些特殊情况可工作于乙类）。
2.高频功率放大器的分类
高频功率放大器按其工作频带的宽窄划分为窄带高频功率放大器和宽带高频功率放大器两种，窄带高频功率放大器通常以具有选频滤波作用的选频电路作为输出回路，故又称为调谐功率放大器或谐振功率放大器；宽带高频功率放大器的输出电路则是传输线变压器或其他宽带匹配电路，因此又称为非调谐功率放大器。高频功率放大器是一种能量转换器件，它将电源供给的直流能量转换成为高频交流输出。
谐振功率放大器的特点：
①放大管是高频大功率晶体管，能承受高电压和大电流。
②输出端负载回路为调谐回路，既能完成调谐选频功能，又能实现放大器输出端负载的匹配。
③基极偏置电路为晶体管发射结提供负偏压，使电路工作在丙类状态。
④输入余弦波时，经过放大，集电极输出电压是余弦脉冲波形。
3.功率放大器的三种工作状态
高频功率放大器的效率是一个突出的问题，其效率的高低与放大器的工作状态有直接的关系。放大器件的工作状态可分为甲类、乙类、丙类等，提高功率放大器效率的主要途径是使放大器件工作在乙类、丙类状态，但这些工作状态下放大器的输出电流与输入电压间存在很严重的非线性失真。低频功率放大器因其信号的频率覆盖系数很大，不能采用谐振回路作负载，因此一般工作在甲类状态；采用推挽电路时可以工作在乙类状态；高频功率放大器因其信号的频率覆盖系数小，可以采用谐振回路作负载，故通常工作在丙类状态，通过谐振回路的选频作用，可以滤除放大器的集电极电流中的谐波成分，选出基波从而消除非线性失真。因此，高频功率放大器具有比低频功率放大器更高的效率。
工作状态
半导通角
理想效率
负
载
应
用
甲类
qc=180°
50%
电阻
低频
乙类
qc=90°
78.5%
推挽，回路
低频，高频
甲乙类
90°＜qc＜180°
50%＜h＜78.5%
推挽
低频
丙类
qc＜90°
h＞78.5%
选频回路
高频
丁类
开关状态
90%~100%
选频回路
高频
表1-1
不同工作状态时放大器的特点
4.放大器电路分析
（1）谐振功放基本电路组成如图1-2所示为高频功率放大器的基本电路。为了使高频功率放大器有高效率地输出大功率，常常选择工作在丙类状态下工作。我们知道，在一元件（呈电阻性）的耗散功率等于流过该元件的电流和元件两端电压的乘积。由图可知基极直流偏压VBB
使基极处于反向偏压的状态，对于NPN型管来说，只有在激励信号为正值的一段时间内才有集电极电流产生，所以耗散功率很小。
晶体管的作用是在将供电电源的直流能量转变为交流能量的过程中起开关控制作用，谐振回路中LC是晶体管的负载，电路工作在丙类工作状态。
图1-2
高频功率放大器基本电路
图1-2
谐振功率放大器各级电压和电流波形
（2）集电极电流余弦脉冲分解
当晶体管特性曲线理想化后，丙类工作状态的集电极电流脉冲是尖顶余弦脉冲。这适用于欠压或临界状态。
晶体管的内部特性为：
ic
=
gc
(eb–VBZ)
它的外部电路关系式：
eb
=
–VBB
+
Vbmcoswt
ec
=
VCC
–Vcmcoswt
当wt=0时，ic
=
ic
max
因此，ic
max
=
gcVbm(1–cos
qc)
若将尖顶脉冲分解为傅里叶级数，得
ic
=Ic0+Icm1coswt+Icm2cos2wt+…+Icmncosnwt+…
由傅里叶级数的求系数法得
其中
5.谐振功率放大器的动态特性
（1）谐振功放的三种工作状态
在非线性谐振功率放大器中，常常根据集电极是否进入饱和区，将放大区的工作状态分为三种：
①欠压工作状态：集电极最大点电流在临界线的右方
②过压工作状态：集电极最大点电流进入临界线之左的饱和区
③临界工作状态：是欠压和过压状态的分界点，集电极最大点电流正好落在临界线上。
i
c
i
c
I
m
0
180
°
＜
°
w
t
B
A
C
D
负载增大
V
CC
Q
V
c
1.欠压状态
2.临界状态
3.过压状态
R
p
V
c
V
c
图1-3
电压、电流随负载变化波形
（2）谐振功率放大器的外部特性
如果VCC、VBB、Vb
这几个参变量不变，则放大器的工作状态就由负载电阻R
决定。此时，放大器的电流、输出电压、功率、效率等随Rp而变化的特性，就叫做放大器的负载特性。
①欠压状态：B点以右的区域。在欠压区至临界点的范围内，根据Vc=R*
Ic1，放大器的交流输出电压在欠压区内必随负载电阻R的增大而增大，其输出功率、效率的变化也将如此。
②临界状态：负载线和Eb
max正好相交于临界线的拐点。放大器工作在临界线状态时，输出功率大，管子损
耗小，放大器的效率也就较大。所以，高频谐振功率放大器一般工作于这个状态。
③过压状态：放大器的负载较大，在过压区，随着负载Rp的加大，Ic1要下降，因此放大器的输出功率和效率也要减小。
R
Recr
IC1m
VC1m
IC0
欠压
过压
图1-4
谐振放大器的负载特性
集电极调制特性是指VBB、Vbm和R一定，放大器性能随VCC变化的特性。如图2-6所示。由于VBB和Vbm一定，也就是VBEmax和IC脉冲宽度一定，因而对应于VCEmin的动态点必定在VBE＝VBEmax的那条特性曲线上移动；当VCC由大减小时，相应的VCEmin也由大减小，放大器的工作状态将由欠压进入过压，IC波形也将由接近余弦变化的脉冲波变为中间凹陷的脉冲波。
VC1m
Ic1m
Ic0
过压
临界
欠压
过压
临界
欠压
VCC
VCC
h
P1
P0
图1-5
谐振放大器的集电极调制特性
基极调制特性是指VCC、Vbm和R一定，放大器性能随VBB变化的特性。如图2-7所示。当Vbm一定，VBB自负值向正方向增大，集电极电流脉冲不仅宽度增大，而且还因VBEmax增大而使其高度增加，因而IC0和IC1m（相应的Vcm）增大，结果使VCEmin减小，放大器由欠压进入过压状态。
放大特性是指VBB、VCC和R一定，放大器性能随Vbm变化的特性，如图2-8所示。固定VBB、增大Vbm和上述固定Vbm、增大VBB的情况类似，它们都使集电极电流脉冲的宽度和高度增大，放大器的工作状态有欠压进入过压；进入过压后，随着Vbm的增大，集电极的电流脉冲出现中间凹陷，且高度和宽度增加，凹陷加深。
VC1M
IC1M
IC0
h
P0
P1
欠压
临界
过压
欠压
临界
过压
Vbm
Vbm
图1-6
谐振放大器的放大特性
6.电路的设计
（1）丙类功率放大器的设计
因为要求获得的效率>60%，放大器的工作状态采用临界状态，取=70°,所以谐振回路的最佳电阻为
=551.25Ω
集电极基波电流振幅
≈0.019A
集电极电流最大值为
=0.019/0.436=43.578mA
其直流分量为
=*=43.578*0.253=11.025mA
电源供给的直流功率为
PD=Ucc*Ico=132.3mW
集电极损耗功率为
P=
PD
–
PC
=32.3mW
转换效率为
η=
PC
/
PD
=100/132.3=75.6%
当本级增益=13dB即20倍放大倍数，晶体管的直流β=10时，有：
输入功率为
P1=P0/AP=5mW
基极余弦电流最大值为
IBM
=
ICM
/β
≈
4.36Ma
基极基波电流振幅
=4.360.436=1.9mA
所以输出电压的振幅为
UBM
=2
P1/
IB1M≈5.3V
（2）谐振回路和耦合回路参数计算
丙类功放输入、输出回路均为高频变压器耦合方式，其中基极体电阻Rbb<25Ω,则输入阻抗
≈87.1Ω
则输出变压器线圈匝数比为
≈6.4
在这里，我们假设取N3=13和N1=2，若取集电极并联谐振回路的电容为C=100pF，则
≈7.036μH
采用Φ10mm×Φ6mm×5mm磁环来绕制输出变压器，因为有
其中
μ=100H/m,A=,=25mm,L
=7.036μH
所以计算得N2=7
仿真结果：
（1）
multisim仿真高频谐振功率放大电路原理图
图1-7高频谐振功率放大器仿真电路图
（2）
仿真示波器测得输入与输出信号电压波形
用高频信号源提供2MHz的输入信号，幅度在1V左右，观测到放大后的不失真的输入信号。当输出信号幅度最大，失真最小时，认为功放已经调谐了。
图1-8调谐波
第五篇：高频功率放大器实验
实验报告
课程名称：
高频电子线路实验
指导老师：
韩杰、龚淑君
成绩：__________________ 实验名称：
高频功率放大器
实验类型：
验证型实验
同组学生姓名：
_
一、实验目的和要求（必填）
二、实验内容和原理（必填）
三、主要仪器设备（必填）
四、操作方法和实验步骤
五、实验数据记录和处理
六、实验结果与分析（必填）
七、讨论、心得
一、实验目的
1、了解高频功率放大器的主要技术指标——输出功率、中心频率、末级集电极效率、稳定增益或输入功率、线性动态范围等基本概念，掌握实现这些指标的功率放大器基本设计方法，包括输入、输出阻抗匹配电路设计，回路及滤波器参数设计，功率管的安全保护，偏置方式及放大器防自激考虑等。
2、掌握高频功率放大器选频回路、滤波器的调谐，工作状态（通角）的调整，输入、输出阻抗匹配调整，功率、效率、增益及线性动态范围等主要技术指标的测试方法和技能。
二、实验原理
高频功率放大器实验电路原理图如下图图1所示。电路中电阻、电容元件基本上都采用贴片封装形式。放大电路分为三级，均为共射工作，中心频率约为10MHz。
图1 高频功率放大器
第一极（前置级）管子T1采用9018或9013，工作于甲类，集电极回路调谐于中心频率。第二级（驱动级）管子T2采用3DG130C，其工作状态为丙类工作，通角可调。通角在45°~60°时效率最高。调整RW1时，用示波器在测试点P2可看到集电极电流脉冲波形宽度的变化，并可估测通角的大小。第二级集电极回路也调谐于中心频率。第三级（输出级）管子T3也采用3DG130C，工作于丙类，通角调在60°~70°左右。输出端接有T形带通滤波器和π型阻抗变换器，具有较好的基波选择性、高次谐波抑制和阻抗匹配性能。改变短路器开关K1~K4可观看滤波器的失谐状态，为保证T3管子安全，调整时应适当降低电源电压或减小激励幅度。改变K5、K6可影响T3与51Ω负载的匹配状态。匹配时，51Ω负载上得到最大不失真功率为200mW左右，二次谐波抑制优于20dB，三级总增益不小于20dB，末级集电极到负载上的净效率可达30%左右，考虑滤波匹配网络的插入损耗，集电极效率可达40%以上。开关K8只有在接通后才能使功放达到预定效率，但实验时，为了使R16对末级管子T3起到限流保护作用，K8不要接通，而R16上的电压降也不必扣除，这只使功放总效率略有降低。电源开关K7用于防止稳压电源开机或关机时电压上冲导致末级功放管损坏。
三、主要仪器设备
10MHz高频功率放大器实验板、BT3C（或NW1252）扫频仪、高频信号发生器（QF1056B或EE1461）、示波器、超高频毫伏表（DA22）、直流稳压电源（电压5~15V连续可调，电流1A）、500型万用表（或数字万用表
四、实验内容和步骤
主要测试指标：功率、效率、线性动态范围 实验准备与仪器设置
1、实验板：
开关K7用于防止稳压电源开机或关机时电压上冲导致末级功放管损坏，所以稳压电源开机或关机前，开关K7必须置于关闭（向下）；
短路开关置于K1、K3、K6、K9、K10，否则滤波器失谐，影响T3与51Ω负载的匹配状态，从而影响实验结果。
2、电源：
为保证T3管子安全，电源电压最高不超过+15V，实验时设置为+14.5V~+15V。
实验内容与步骤
4）用信号源及示波器测功放输出功率及功率增益
（1）适当改变信号幅度（200~300mV左右），使51Ω负载上得到额定功率200mW。
（2）在测试点P2观察电流脉冲，宽度应为周期的1/3左右。
（3）从输入输出信号幅度求得功放的（转换）功率增益。
（4）比较滤波器输入输出幅度，估计滤波器插入衰减。
5）用双踪示波器观察电流电压波形
（1）比较功放末级发射极电流脉冲波形和负载上基波电压波形的相位。（2）比较功放第二级发射极电流脉冲波形与集电极电压基波波形的相位，并分别画出波形。
6）高频功放效率（主要是末级）的调试与测量
（1）用示波器观看第二级发射极电阻电流脉冲宽度。
（2）用示波器在第三级功放发射极电阻上观看其电流脉冲波形。
8）功放线性观察
(1)调幅波通过功率放大器
将中心频率为10MHz、调制度为60%的调幅信号电压加到功放输入端，适当调整输入信号幅度（200mV），使51Ω负载上输出调幅波峰值功率不超过功放额定功率200mW，用双踪
示波器比较输入、输出调幅波的波形并加以说明。
(2)调频波通过功率放大器
将中心频率为10MHz的调频波（频偏60KHz）输入功放，调节信号幅度使负载上调频信号功率不超过功放额定功率，比较输入、输出调频波的波形并加以说明。
五、实验数据记录和处理
1、用信号源及示波器测功放输出功率及功率增益
（1）适当改变信号幅度（200~300mV左右），使51Ω负载上得到额定功率200mW。
本次实验采用的电路板，当输入信号幅度为350mv时，51Ω负载上可以达到200mW的额定功率，此时负载两端输出电压峰峰值为9.02V。
当输入信号幅度为350mW时，负载两端波形如下所示：
由图可知此时波形峰峰值为9.02V，与理论计算的9.03V十分接近，所以实验数据可靠。
（2）测试点P2的电流脉冲： 已测：频率为10MHz，周期为T=100ns，电流脉冲宽度为43ns，约为周期的1/3。
（3）功放的（转换）功率增益：
∵VPP-in=300mV*2=0.6V
Vpp-out=9.03V
又输入输出阻抗匹配
2Vpp9.032out∴功率增益：A10lg210lg23.55dB2Vppin0.6
上述结果满足实验原理中三级总增益不小于20dB的结论。
（4）比较滤波器输入输出幅度，估计滤波器插入衰减。
滤波器输入：信号峰峰值= 2.01V
滤波器之后的输出峰峰值=1.27V 插入损耗为：20*lg（1.27/2.01）=-3.99db
2、用双踪示波器观察电流电压波形。
（1）功放末级发射极电流脉冲波形的相位与负载上基波电压波形的相位比较：
由上图可知，两者之间的相位差约为180度。
（2）功放第二级发射极电流脉冲波形与集电极电压基波波形的相位比较：
根据波形比较可知，两者之间的波形相位相差180度。
3、高频功放频率（主要是末级）的调试与测量
（1）第二级发射极电阻电流脉冲宽度：
第二级发射极电流脉冲宽度约为42ns
（2）第三级功放发射极电阻上观察电流脉冲波形：
4、功放线性观察：
（1）输入、输出调幅波的波形：
如图可以看出，输出调幅波与输入调幅波相比较，可知输入调幅波通过高频功放之后波形产生了很大的失真。
（2）输入、输出调频波的波形：
如图所示，通过高频功率放大器之后调频波的输入输出波形并没有太大的差别（均为正弦波），只是输出波形稍微有些失真，但是并不明显。
六、实验结果与分析
1、用信号源及示波器测功放输出功率及功率增益
实验中，通过调节变阻器的值调节电路，最终当输入信号幅度取到300mV时，51Ω负载上得到的功率为200mW。由于实验中T2管子工作状态为丙类，即为C类高频功放，导通角约为60度，因此在发射极P2测试点测得的电流脉冲为周期T的1/3左右（60°/180°=1/3）。比较滤波器的输入输出波形可以看出，功率增益为23.55dB，满足三级功放的功率增益不小于20dB，插入的滤波器可以将C类放大器引起的非线性失真补偿，这是因为T形带通滤波器和π型阻抗变换器具有较好的基波选择性、高次谐波抑制和阻抗匹配性能，但同时付出了增加插入损耗的代价。实验中测得滤波器的插入损耗为
dB。
2、用双踪示波器观察电流电压波形
比较功放第2级发射极P2电流脉冲波形与集电极P3电压基波波形的相位，发现相位差约为180度，这与三极管的反相特性吻合；当比较功放末级发射极P4电流脉冲波形与负载上基波电压波形的相位，发现相差也为180度。
3、高频功放频率的调试与测量
通过观察高频功放末级发射极上电流脉冲波形，发现仍然存在失真，脉冲宽度约为一周期的0.4，但是信号的幅度与第二级发射极电流脉冲来讲已经被放大了。
4、功放线性观察
试验中分别观察了调幅波通过高频功放与调频波通过高频功放之后的失真，发现调幅失真度比调频的失真度要大很多，这是因为实验中T2T3均为C类放大器，是属于非线性放大器，不适合放大为非恒定包络的已调信号。对于普通调幅波信号，C类放大器对幅度不同的输入信号的导通角不同，输出电流基波分量的幅度与导通角成非线性关系，使得输出电压幅度的包络与输入电压包络不成正比，从而产生较大失真，而调频信号适合使用C类高频功放，因此输入输出波形没有太大差别。
八、思考题
1、简述放大器分类以及各类放大器的区别与应用？
答：功率放大器根据输出功率与效率不同，分为A、B、C、D、E等几类。
按照信号一周期内晶体管的导通情况，即按导通角的大小，功率放大器可分为A、B、C三类。在信号一周期内管子均导通，导通角为180°，称为A类放大器，理想效率为50%，负载为电阻。一周期内只有一半导通的称为B类放大器，导通角为90°，理想效率为78.5%，电路一般采用两个管子轮流导通的推挽形式。AB类放大器介于A、B类两者之间，导通角为90°~180°，理想效率为50%~78.5%，电路同样采用推挽形式。而导通时间小于一半周期的成为C类放大器，即导通角小于90°，理想效率大于78.5%。
如果按照晶体管的等效电路分，则A、B、C属于一大类，它们的晶体管都等效为一个受控电流源。而D、E属于另一类功放，它们的晶体管被等效为受输入信号控制的开关，导通角都近似为90°，都属于高效率的非线性功率放大器。
对于音频功率放大器，目前使用最多的是AB 类功放，这类功放优点是音质较好，缺点是它的平均效率不高，大约40%左右，在大音量时整机温升较高。因此许多电子工作者设计了其他种类的音频功率放大器，如G类功放。G类功率放大器设计基本思想是，当功放输出幅度较小时功放末级供电采用低电压，当输出幅度升高时功放末级供电采用较高一些电压，如输出幅度继续升高时，功放末级供电再用更高一些电压，这样就减小了信号小幅度下的管耗，大大提高了整机效率。采用数字切换电源方式的G类功放的功率管功耗很低，带来的好处是整机发热大大降低，提高了电路的可靠性，减小了电源的功率和功率管散热片的大小，而音质又与AB 类功放差不多，是很值得推广的一种音频功率放大器。
2、当高频功放负载电阻发生短路或开路时，功放管会发生什么危险？
答：当负载短路时会使功放管烧毁，当负载开路时会使功放管击穿。
3、当高频功放集电极回路或滤波器电路严重失谐时，功放管可能出现什么危险，为什么？
答：功放管可能因集电极电流过大而烧毁，也可能因集电极脉冲电压过大而击穿。具体情况与激励幅度、信号频率、回路或滤波器阻抗、Q值、失谐量、阻抗变换比、电源电压等因素有关。
4、当高频功放激励幅度过大或过小时，会产生什么不良后果？
答：若高频功放管激励幅度过小时，则输出功率太小，观察不明显，容易与噪声混淆。若输入信号激励过大时则可能会产生波形的失真、模糊等现象，即出现寄生调制，间歇振荡或高频自激等，从而可能使得功放管烧毁或击穿。
5、调节RW1减小功放第二级导通角时，功放总幅频特性会发生什么变化，为什么？导通角改变对功放管安全性有什么影响？
答：当调节RW1减小功放第二级导通角时，可能使功放总特性输出幅度升高，而带宽变窄，并在中心频率的1/
2、1/
3、1/4……处产生增益。因为导通角减小时，管子阻抗升高，从而使得贿赂的损耗减小，Q值升高，进而使得功放级等效阻抗升高，电压增益升高，线性动态范围减小，因而出现严重非线性失真，即在中心频率1/
2、1/3……处出现明显的高次谐波输出。这会使得末级功放容易被击穿，并可能在带外产生严重的杂波辐射，对其他射频信号产生干扰。
6、高频功放电源电压应如何选定？若外接负载固定为50Ω，为得到最大输出功率，甲类、乙类高频功放的输出阻抗匹配应如何考虑？
答：高频功放电源电压一般小于BVCEO/2（30/2V=15V），并尽可能采用通用标准直流电压，即功放调谐后，电源电压最高不超过15V。为了提高功率，功放末级管子T3采用3DG130C，工作于丙类，通角在60°~70°左右，此时集电极匹配负载阻抗约为（2.5~3）BVCEO/ICM，再将50Ω负载阻抗转换成这个值即可。末级功放甲类、乙类工作时，上述阻抗括号内数字为1和2。
8、如何提高高频功放的稳定功率增益？
答：根据公式
功放管稳定功率增益与管子的工作点及稳定系数大小有关，当满足绝对稳定条件： |K|>
1、|S11|<
1、|S22|<1时，只要输入输出端满足阻抗共轭匹配，即可达到最大稳定功率增益。然而大多数管子不满足绝对稳定条件，因而通常只在输入端实行共轭匹配，而输出端失配，失配负载阻抗可能有两个值，也可能有一个值或者没有值。如有两个值，则可根据其他指标作出选择；如只有一个值，则没有选择余地；如没有稳定失配阻抗值，则应改变工作点，电源电压或跟换管子。稳定失配负载电阻为：
式子中Vsat为管子高频饱和压降（比直流饱和压降大很多，测试方法为：输入额定功率，监视输出电压或功率，逐渐降低VCC至电压或功率开始下跌时，记下VCC值，并测出输出电压幅值Vom，则Vsat=、VCC-Vom。
9、高频功放的实际功率增益如何测量？
答：高频功放的实际功率增益测量,主要是不匹配输入阻抗实部Rin的测量。方法有开路(高阻为近似开路)法,等效 阻抗置换法及电流取样法等。
1）开路法最简单信号源内阻Rs通常为50Ω已知，加上额定激励幅度Uin（注意输入回路调谐），再断开后测信号源开路电势E，则Rin=UinRs/（E-Uin），Pin=Uin/Rin，实际功率增益Kp=Pout/Pin。
2）等效阻抗置换法稍麻烦，既要保证管子输入端回路
调谐，又要调整等效电阻大小，使电阻上电压与管子额定输入电压幅度相等。
3）电流取样法需要在输入端调谐后串接一个小电阻R，测出电阻两端电压差Vin-Vin，求出电流Iin=（Vin-Vin）/R，则Pin=VinIin，实际功率增益Kp=Pout/Pin=PoutR/Uin（Vin-Vin）。
10、怎样防止高频功放自激？
答：预防功放自激措施如下所示。
1）选择合适的管子参数（功率PcM、电流IcM、频率fT、耐压BVce0等； 2）选择合适的工作状态（电源电压、导通角（60~70º））； 3）正确选择电路形式；
4）正确设计电路参数，特别是回路阻抗、带宽及扼流圈电感量等，并根据绝对稳定条件，充分留有稳定性余量；
5）准确测出管子S参数，并适当修正设计参数；
6）正确设计结构布局，充分缩短电路走线和元件引线（特别是管子发射极引线）长度，减少元件之间的分布电容，级间双电容宽带去耦、级间及总体屏蔽，采用大面积地线及就近接地；
7）准确调谐频率和调整信号激励幅度；
8）微带功放要采用较薄、高 εr的氧化铍陶瓷基板，采用加散热器、风冷等稳定措施，进行低频滤波，采用低频短路负载等。
11、用3DG130C管设计一个5MHz高频功放，负载为50Ω，输出功率200mW，功率增益大于20dB，二次谐波抑制优于20dB，末级放大器到负载净效率大于35%，电源电压为12~15V。
答：电路的设计与本次实验及其类似，但是几个元器件的工作参数发生了变换，具体参数如下： 1.第一级
1）管子：9013（fT 300MHz，PcM 700mW，BVce0实测 ≥30V）2）工作状态：甲类 2.第二级
1）管子：3DG130C（fT≥300MHz，IcM≥300mA，PcM≥700mW，BVce0≥30V，实测≥30V）
2）工作状态：丙类-乙类-甲乙类-甲类连续可调。3.第三级
1）管子： 3DG130C（参数同第二级）2）工作状态：
丙类通角：60~70°
集电极负载：300Ω
最大输出功率：约300mW
集电极效率：约35% 3）滤波器 ：
最平型带通T型3级（视谐波抑制指标而定）
中心频率：
5MHz
相对带宽（2Δf/f。）：约0.05~0.1
终端阻抗:
200~300Ω
插入损耗:
约3~5dB 4)π型导纳变换器:
特征阻抗:
约50Ω
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