邱关源 《电路》第五版 学习总结

第一篇：邱关源 《电路》第五版 学习总结

第一章

1、KCL、KVL基尔霍夫定律

2、受控电源 CCCS、CCVS、VCVS、VCCS

第二章

1、电阻电路的等效变换

电阻的Y行联接与△形联接的等效变换

R1、R2、R3为星形联接的三个电阻，R12、R13、R23为△形联接的三个电阻公式：Y形电阻

如：R1R12R31R1R2R2R3R1R3R12 R12R23R31R3形相邻电阻的乘积Y形电阻两两乘积之和形电阻 形电阻之和Y形不相邻电阻

2、电压源、电流源的串并联

电压源串联，电流源并联可以合成为一个激励为其加和的电压源或电流源；只有激励电压相等且极性一致的电压源才允许并联，否则违背KVL； 只有激励电流相等且方向一致的电流源才允许串联，否则违背KCL。

第三章

1、KCL独立方程数：n-1 ；KVL独立方程数： b-n+1

其中，（n为节点数，b为分支数）

2、支路分流法，网孔电流法，回路电流法；

节点电压法

3、电压源电阻很小，电导很大；电流源电阻很大，电导很小；

第四章

独作用时，在该处分别产生的电压或电流的叠加

2小K倍时，响应（电压或电流）也将同样增大或缩小K倍

4可以用一个电压源和电阻的串联组合等效替代，此电压源的激励电压等于一端口的开路电压，电阻等于一端口内全部独立电源置零后的输入电阻；

可以用一个电流源和电阻的并联组合等效置换，电流源的激励电流等于一端口的短路电流，电阻等于一端口中全部独立源置零后的输入电阻。

5、最大功率传输定理：PLMAX2UOC，负载电阻RL=含源一端口的输入电阻Req 4Req

第五章

第二篇：电路(第5版)--邱关源(讲稿习题)1、2

1、已知： U1=1V, U2=-3V，U3=8V, U4=-4V,U5=7V, U6=-3V，I1=2A, I2=1A,，I3=-1A。

求图示电路中各方框所代表的元件吸收或发出的功率。

解：

2、如图，求电压u2

解：

3、求电流 i。

i[3(2)]A5A

4、求电压 u。

u(10205)V15V

5、求电流 I。

6、求电压 U。

7、求开路电压 U。

8、计算90电阻吸收的功率。

9、求负载电阻RL消耗的功率。

第三篇：模拟电路课程学习总结

模拟电路课程学习总结

1120111448 李博闻 信息工程本硕博

1.从电路需求到电路指标提取、原理图设计过程中的收获、体会

提取电路指标无非就是确定一个电路在已知的输入下，会有怎样的输出，这一点是根据电路的具体功能决定的。设计原理图时，首先应该考虑的是可用元器件及电路工作的环境（如芯片，工作电压等）。确定元器件之后开始进行电路图设计，现阶段的我们接触到的无非就是各类放大电路与比较电路，换句话说，我们最常用到的就是对信号的放大与筛选。此时，根据电路指标设计出相应功能的放大电路和比较器。在这一环节，我们需要有以下能力：

1、读图能力

定性分析。能够正确分析出一张模拟电路原理图所要实现的功能。如果连图都看不懂，定性分析功能也不会，那么就别指望后面的定量分析，设计调试了。读图能力是学好模电的基础。拥有这个能力后，才能考虑自学模电。学会用实例说明如何把复杂的总原理图分解成若干基本部分，如何分析估算，如何举一反三。

2、估算能力

定量分析。能够正确估算出一张模拟电路原理图中各元件参数值。注意：这里特别强调“估算”，因为模拟电路分散性，只能近似估算。模电定量分析属于工程问题，你不能指望得到精确解，只能得到大概数据，然后做实验验证。经常看到论坛上有人问元器件(电阻、电容、电感等)的取值，然后众人给出一堆答案，都不带重样的。这又给大家造成了模电难学的错觉。其实，主要是缺乏定量估算能力造成的。估算能力需要不断训练，不断积累，了解各种电路形式，各种数学模型，计算流程，计算公式，经验公式。估算能力的提高没有捷径可走，只能一点一滴，循序渐进地积累，不过，如果多看一些前人总结好的范例，并能举一反三，那么，提高快一点还是有可能的。

3、选择能力

独立设计能力。能够根据功能指标要求，选择电路形式，选择合适器件，选择合适元器件参数。到这一步，已经具备独立设计能力了。这三步有先后顺序，先会读图，给出一张图能够分析出功能，然后，能够估算给定图纸各元器件参数值，最后，能选择合适电路实现指定功能。你想选择合适元器件，就必须事先积累大量元器件信息，否则，连个选择范围都没有，还谈什么选择啊，对吧。比如：你想选个合适的运放，那么你就必须事先搜集十几种运放的数据手册，然后才能开始选择。选择电路形式同样需要事先积累，建议把各种电路形式列出对比表备查。至于选择合适的元器件参数，那就得经常用啦，熟能生巧，用多了自然能轻松选择。总之，选择能力需要长期积累，长期实践。当然，从工程角度来说，找第三方咨询，利用第三方平台弥补自己积累的不足，也是行之有效的办法。毕竟，具备独立设计能力是个漫长的修炼过程。

2.面对“一张白纸的”通用版，如何实现自己的电路图、布局，如何调试，这些过程中的收获、体会、经验 电路布局，我认为应当以核心芯片为中心进行布局，首先确定各个管脚之间的关系，由内而外进行布局。比如说，如果管脚若是直接通过元器件链接，优先考虑，相邻的话更是优先。然后在考虑结构复杂的部分，这样可以使电路层次分明，易于焊接和检查。下面说说调试能力的锻炼：

动手能力，具体实现。根据设计出来的图纸，实际制作出符合要求的硬件电路。仅有图纸，只能说刚完成一半工作量，模电设计从出图到硬件实现还有很长很长的路要走。参照某图纸设计的硬件出现这样那样的问题。比如自激、啸叫、干扰辐射、不稳定、噪声淹没有效信号、各项指标达不到等等。即使你有一个好的图纸，也并不能组装出达到预期效果的设备，常常要在调试上花费大量的时间和精力。即使是仿真过程中实现了功能，在实际中的元器件毕竟不是理想状态下的。所以要根据实际情况加入电位器等元器件进行调整。模拟电路技术不仅是种实验技术，还是种工艺技术。在布局焊接过程中严谨一些，也会为调试省去不少麻烦。就象写程序需要调试一样，模电调试更是家常便饭，而且困难得多，大部分是体力活。首先要了解各种测试方法，其次要熟练掌握常用仪器的使用，这些需要长期积累实践，多做实验。

3.理论课学习中的收获、体会

理论课是整个课程的核心与基础，是设计电路和调试电路的依据所在。我认为最应该掌握的是，各类放大电路的原理与增益的计算。这些是用来指导我们设计电路的。为了确定电路工作状态及调试，还需学会静电的设置与计算。为了使电路稳定不失真并消除干扰，对差模，负反馈等内容也要掌握。

理论课的学习比较抽象，而且乏味。容易使人产生模电很难得想法。

4.对课程习题求解过程中的收获、体会 求解习题是我最不擅长的部分，感觉对解题有一种恐惧，可能是我思路不清晰的问题吧，经常感觉无处下手。不过在大量的求解中也学会了不少东西，对基本原理的加深理解，学会了对实例的分析，培养了一定的估算能力与分析能力，这些都是对设计电路很有帮助的。

5.课程难点与最感兴趣内容

其实我觉得模电这门课就挺难的，尤其是复杂的电路分析和参数计算。最感兴趣的内容是课程的实验部分，尤其是自己设计电路。

6.有意义的内容 从整个课程来看，最有意义的就是教会了我们如何将理论变为现实。我们学会了读图，估算，布局，调试，最可贵的是有了一定的设计能力，能够将功能用电路体现出来。

7.建议

模电这门课很难入门，所以我一开始没有跟上，后期想听懂就太难了，如果老师能够多带着我们分析实例，计算参数就更好了，这样即便在理论上没学好，也可以在分析中巩固理论。还有，实验课有点和理论课时间上不同步，如果实验能够和课程同步就更有意义了。

第四篇：模块电路学习心得体会范文

模块电路学习心得体会

时间如梭，光阴似箭。转瞬间。两年的大学时光已经过去，回首过去的两年，我不禁有些感慨。这两年里，在老师的悉心教导和同学们的热情帮助下，通过自身不懈的努力，在学习生活中不断进步，完善自我，使我在思想政治、理论水平方面都有所提高，下面我就针对电路这门课的学习浅谈一下自己的学习方法，希望对大家有所帮助。电路是我们电信系学生的专业基础课，我们的专业课都与它有着不可分割的联系，因此，学好这门课对于我们来说是非常重要的。在学习这门课时，我们会学到许多新名词，新概念，这就要求我们对于概念要准确的记忆，比如：参考方向、并联参考方向、有功功率、视在功率、无功功率。参考方向是任意选定的，我们在分析电路时，一律与参考方向为准，不考虑实际方向，这一点希望大家不要搞混。有些概念我们可以对比着记忆，例如独立源和受控源，独立源在电路中起“激励”作用，但受控源不行。另外，我们在平常学习中，就应该认真细心，就像我们使用基尔霍夫电压、电流定律时，一定要注意参考方向，有时需要我们自己在图中标注，考试时许多同学一着急经常会在这里丢分。做完一题之后，要想想做此类题的过程，抽查一下，例如我们在求电路中各元件的功率时，我们就可以利用功率平衡定律（P发出=P吸收）进行检验，对于重点定律的掌握，也建议大家通过多做题加以练习掌握，另外，尝试有多种方法去解一道题，这对我们来说可以起到事半功倍的效果，比如对于一个电压比例和电路，我们可以用节点法（将电压源、电阻串联作为一条支路）、叠加法以及等效变换法求解电路。学习是要讲究方法的，一味的搞题海战术并不见得效果有多好，重要的是我们在做题是要学会总结。下面我给大家介绍三种求解戴维宁等效电路的方法：①、先求出开路电压Uoc，再求出短路电流Isc，最后Rep=Uoc/Isc；②、先求出开路电压Uoc，然后在所有独立源置零的情况下，求出电路的等效电阻；③、当电路中含有受控源时，此时只能用外加源法求解，在用此方法时：

a、先外加电流源或者电压源，算出开路电压，(注：若外加电流源，则电流由正极流出)。再将电路中的独立源置零，受控源保留，求出等效电阻。

b、若在用外加源法求解等效电阻时，没有将独立源置零，则此时会得到一个关系式U=Uoc—RIo，故可求得Uoc和R

再如，我们在求解运算放大电路时，一定要记住两个条件（U+≈U-，i+≈i-=0），然后再通过节点法对其求解，以及后面学习的正弦稳态分析，其实也就是掌握每个元件参量的相量表示，然后再画出电路的相量模型，其分析方法与直流分析一样。我们在对电路进行瞬态分析时，第一步，求初始值（分析时一般画出t=0­时刻的电路图，再利用Uc(0+)=Uc(0-)或iL（0+）=iL（0-）求出相应量再画出t≥0+时刻的电路图，从而求得初始值）；第二步，求稳态值。第三步，求时间常数τ=RC或τ＝L/R．（此处的R为从电容/电感两端看过去的等效电阻，可用戴维宁等效法求的），最后，将所求量带入通式即可。

最后，在提醒大家一点就是要注意复习，“温故而知新”，只有不断的复习，在能使我们对学过的知识加以巩固，及时发现自己的问题，并及时答疑解惑，这样，我们才能不断取得进步，以上就是我对电路学习方法的一些总结。

回首过去，心中无限感概，展望未来，相信依旧灿烂，在今后的日子里，我任然会一如既往的秉承自己的初衷，遵守制定的计划，一步一个脚印坚定的走下去。怀揣梦想，铭记责任，带着企盼，满载荣光，再乘东风扬征帆！

第五篇：snubber电路总结

电阻的用法

一、RC-SNUBBER电路

Snubber电路中文为吸收电路。公司的板子上，其最常应用场合如下图所示。

VCC5R3918.2K 1%1000PF 50V+CE33220uF 10V+CE34220uF 10VC3522uF 25V1C3622uF 25V1C370.1uF 16V1C404DQ14FDD88801GR440Ω 5%UGATE_UES43L411.7uH,13A,DCR6.36mΩ2MAX:11AOCP:13A+CE35470uF 4V+CE36470uF 4VC45C461VCC1_8DDRDLGATE_UEQ15FDD88961R462.2Ω 5%R48C481000PF 50VR492.21K 1%11GSC4710uF 16V22uF 25V110.1uF 16VX_10K 1%C49X_0.01uF 25VC52UD_COMPR50112PF 50V133K 5%C540.01uF 50V3R511.78K 1%

为了便于说明问题，将上图简化。

实际的没有snubber的电路中各点的波形如下图所示。

从上图的波形即客观现象表明在PHASE点会出现电压尖峰。这种尖峰会对L-MOS造成威胁，根据电源组同事的观察，有些板子的L-MOS经常烧坏或寿命大幅缩短，就是PHASE点电压尖峰造成的。实际测量没有SNUBBER的PHASE点波形如图所示（上图红圈内的波形放大）。

造成电压尖峰及其危害的原因是什么呢？为了更严谨更准确说明电路的工作情况设想模型如下。

上图分别是电路中寄生电感和MOS管极间等效电容的示意图。简化之后如下图。

+vI寄生电感储能大电感PHASEMOS管的等效电容滤波电容负载-线路上的等效电阻

上图虚线框内的是PHASE后的线路，由于有储能大电感的存在，瞬时变化的电流I不能通过进入虚线框内。所以对瞬时（高频）电压电流而言，其路径只能是通过L-MOS。为了验证这种设想的真实性，本文建立仿真模型进行验证。

2VL12n1V1 = 0V2 = 5TD = 30nsTR =TF =PW =PER =V1VI500p0R10.10V0

电压源是一个上升沿模仿H-MOS导通的动作。电容模仿L-MOS的等效电容大概有500pF。

0V电感模仿电路上的寄生电感。电阻模仿线路上的等效电阻。仿真波形如下。红色为PHASE点电压，黄色为PHASE点电流，绿色为输入电压。

和实际没有snubber电路的PHASE点波形比较。可以发现两者在波形特征是很相似的。所以可以基本认为，设想的模型是能说明问题的。

分析产生电压尖峰的原因。将上图放大。得下图。红色为PHASE点电压，黄色为PHASE点电流，绿色为输入电压。

时间段1（30ns~A）：H-MOS管导通，5V电压输入。寄生电感中的电流以正弦波的形式增大。同时这个增大的电流给L-MOS的等效电容充电，使得PHASE点的电压上升。

时间段2（A~B）：当PHASE点电压达到5V时，则寄生电感两端的电压开始反向。但寄生电感中的电流不能瞬变，而是以正弦波的形式减小。这时这个减小的电流也在给L-MOS的等效电容充电，使得PHASE点的电压继续上升。

时间段3（B~C）：当寄生电感中的电流减小到0时，L-MOS的等效电容刚好充电到最多的电荷形成PHASE点的电压极大值。此时PHASE点的电压大于输入电压，则电容开始放电PHASE点电压开始减小，电感的电流反向开始增大。

时间段4（C~D）：当PHASE点电压减小到5V时，电感两端的电压有反向了，电流（标量）开始减小，电容中的点放完，但由于电感中的电流还存在，电容被反向充电。PHASE点电压继续下降。

综上所述，电压尖峰是由于寄生电感不能瞬变的电流给L-MOS等效电容充电造成的。而振荡是由于电感和电容的谐振造成的。实际电路中多余的能量大部分是由L-MOS的内阻消耗的。这部分多余的能量等于PHASE点电压为5V时，电流在电感中对应的电磁能。由于等效电容很小，所以多余能量（电荷）能够在电容两端造成较大的电压。所以减小电压尖峰的方法是减小流入等效电容的电荷数量。对于振荡则可以选择阻尼电阻一方面减少振荡次数，一方面减小L-MOS的消耗能量。

因此设计出了snubber电路。如图所示。+v寄生电感PHASEIMOS管的等效电容Snubber电阻线路上的等效电阻-Snubber电容

RC-snubber电路从两个方面去解决电压尖峰的问题。

1、对PHASE点电压等于输入电压时的电感电流分流，这样使得流入L-MOS等效电容的电流大大减小。而snubber电容的容值选取较大，吸收了多余的能量后产生的电压不会太大。这样使得PHASE点的电压尖峰减小。

2、RC中的电阻起到阻尼作用，将谐振能量以热能消耗掉。仿真结果如下

2VL12n1R2I2.2V1 = 0V2 = 5TD = 30nsTR =TF =PW =PER =V1VI3000p500p0R10.10V0

红色为PHASE点电压，黄色为PHASE点电流，绿色为输入电压。天蓝色为snubber分流的电流。

0V0V0V

所以RC-snubber电路的好处有：

1、增强phase点的信号完整性。

2、保护L-MOS提高系统可靠性。

3、改善EMI。坏处：

1、PHASE点电压等于输入电压时需要更多的能量，所以在每次开关时都要消耗更多的能量，降低了电源转换效率。

2、RC选取不好就会起反作用。

Snubber电路的位置选择。大家都知道snubber电路的摆放应该靠近PHASE点。但是有一个细节很有意思。看下图。

图中的寄生电感共4个，给L-MOS造成影响的是上面3个，snubber电路接在PHASE点上。现在有两个问题

1、H-MOS管的等效电容也应该有相似的电压尖峰效应怎么办？

2、snubber电路无法保护第三个寄生电感的造成的过压，可是为什么实际上的吸收效果却很好？

解释上面的问题，可以看一下这里用的MOS管封装便可知道。

在电容总结里讲过，寄生电感主要分布在引脚和走线上。在电源线路的PCB走线是又宽又短的，所以这里的寄生电感主要来源于引脚封装。MOS管的漏极宽大的设计就是为了能够减小寄生电感（当然也可以利于散热），而源极寄生电感在正向导通时不会对MOS管的等效电容造成威胁。

Snubber器件的选取。

首先是电容，snubber电容的作用是为L-MOS等效电容分流而不产生大的过压，所以选取的容值要大于等效电容。但是它使得PHASE点电压等于输入电压时需要更多的能量，所以太大会降低电源的转换效率。这里需要折中考虑。

下面是EC4-1811上1.8V的BUCK电路snubber电路的实验。如图所示。

上图的snubber电路PHASE点波形（黄色）容值1000pF，电阻2.2欧姆。和没有snubber电路的PHASE点波形（白色）的比较。显然振荡减小了，可是电压尖峰去除的效果不好。所以我们将电容增大。

上图PHASE点波形（黄色）容值2000pF，电阻2.2欧姆。和没有snubber电路的PHASE点波形（白色）的比较。和上图比较电压尖峰去除的效果好了一些。再增大电容。

上图PHASE点波形（黄色）容值3000pF，电阻2.2欧姆。和没有snubber电路的PHASE点波形（白色）的比较。和上图比较电压尖峰去除的效果又好了一些。再增大电容。

上图PHASE点波形（黄色）容值4000pF，电阻2.2欧姆。和没有snubber电路的PHASE点波形（白色）的比较。和所以上图比较电压尖峰去除的效果最好。波形较理想。

电阻的选取。Snubber电阻的作用是阻尼作用。选小了，则PHASE点振荡会不容易消除。选大了，则会阻碍snubber电路吸收电流的能力，使得等效电容承受的电流增加，增大PHASE点的电压尖峰。下面是具体实验。电容都是4000pF，电阻分别是0；2.2；5；10。

上图是2.2欧姆的PHASE点波形。

上图是5欧姆的PHASE点波形。

上图是10欧姆的PHASE点波形。

从实验可以很清楚的看出snubber电阻取得大了会使snubber电路的功能丧失。其次，关于L-MOS内肖特基二极管的问题。如下图。

PHASE肖特基二极管body二极管0.7V管压降0.3V管压降

在H-MOS关断到L-MOS打开的死区内。续流是通过L-MOS旁并联的肖特基二极管实现的。负压尖峰是由于瞬时电流对L-MOS反向充电造成的。大概持续了25ns的-0.7V是因为肖特基二极管没有导通，电流从L-MOS的体内二极管通过的管压降。之后的-0.3V左右的负压是因为肖特基二极管导通的管压降造成的。之后L-MOS导通，管压降几乎为0。

回顾之前的MOS总结，L-MOS往往两个并联的目的除了减小导通电阻外，还有减小电压尖峰（正；负）对L-MOS管的损伤，同时还起到备用的作用。