射频(RF)指标改进、提高的办法

第一篇：射频(RF)指标改进、提高的办法

射频(RF)指标改进、提高的办法

在通信产品的开发工程中，测量是一种基本的、必要的手段，但不是最后的目的。在开发过程中更重要的是通过对测量得到的数据进行分析、运用理论和经验，找到解决问题和提高技术指标的办法。下面我们把在GSM手机研究开发中采用的分析方法和经验与同行作一交流。1 如何提高接收机的灵敏度指标

若通过测量发现灵敏度不高，则问题主要出现在接收机的高频或中频部分，其次是模拟I／Q解调部分。可先通过测量模拟I／Q输出端的电平和信噪比来判断问题是出现在哪一部分。

灵敏度抢标主要与接收机的中频放大器特别是RF前端的LNT和第一混频器有关。在许多情况下，影响和制约灵敏度的因素不在于增益而在于噪声系数。对于GSM移动电话前端LNT的要求是：噪声系数小于2dB、增益约15dB／GSM900或13dB／DCSl800，第一混频器的增益约10dB。键控AGC的可控制范围约20dB。该项指标的改进方法如下：

(1)选择高增益、低噪声的RF前端电路或ASIC。

(2)注意从前端到模拟I／Q输出端的净增益是否足够。

一般GSM移动电话I／Q单端输出的信号强度为500mVpp，根据EYSI标准的技术要求净增益应大于90dB。

(3)充分注意到RF和IF SAw滤波器的选择和输入输出匹配电路的设计。第一射频SAW滤波器（选频段）应主要考虑具有低的插损：第二射频SAW滤波器（选信道）主要考虑具有高的选择性；IF SAW滤波器要选低插损、选择性好的器件。

(4)BaLun也是一个很重要的高频器件，应通过测量看其是否满足电路设计的要求。

(5)RF Tx／RX开关IC和RF测试插座也必须通过指标测试，达到设计要求。

(6)EMC设计方面是否存在问题?应增强接地、屏蔽和滤波的措施。

(7)工艺方面的考虑：应注意PDB layout设计，特别是前端电路的布局设计和特征阻抗匹配设计；应注意到由 于SMT工艺参数选择不合适会造成RF部分特别是SAW滤波器虚焊。2频率误差指标的改进方法

(1)可通过测量判断13MHz TCX0是否达到设计要求，若不满足要求则更换或重选配套的生产厂家。

(2)AFC控制软件和控制环路滤波电路的设计是否存在问题

(3)TCXO的供电回路设计是否有问题 3 相位误差指标的改进方法

(1)根据θ=ωt，我们知道：相位误差与时间误差和频率误差都有关系，因此，频率合成器的相位噪声和锁定时间会对该项指标造成影响。若频率合成器的锁定时间缩短会导致相应噪声加大，从而引起相位误差加大，这一点在GPRS的应用中需引起足够的重视。

(2)其它的改进办法请见参考资料[3]。4 发射功率指标的改进办法

(1)检查PA的激励功率是否足够?若有问题，可加大激励功率；

(2)再次检查PA的输入和输出匹配电路设计是否正确；

(3)关键器件PA的技术参数是否满足要求；

(4)检查和测试RF开关、定向耦合器、天线端的RF测试接插件、PA供电电路是否正常；

(5)检查TX-VCO输出的电平是否足够；

(6)APC控制IC、APC控制软件中的table参数和算法是否有问题． 小型螺旋天线(stubby antinna)的改进方法

天线是移动电话的终极组件当然非常重要。有时会出现这种情况：当采用电缆测试时，整机的RF指标很好，但在做场检测时它的表现不好，可能出现的问题之一在于天线。

(1)正确设计天线与整机电路之间的LPF匹配电路型式和参数，并用网络分析仪和标准测试天线进行测试评估。天线的设计应与整机电路设计、结构设计、EMC设计一体化考虑。

(2)在满足结构强度的前提条件下，优先选择电导率较高的材料作为天线的内导体。内装天线笔者建议国内设计厂家不宜采用，因为设计、制造和测量都比较困难而且技术指标不高。

(3)天线内的填充材料介质和外部的封装塑料应损耗较小的材料。

(4)在其它情况相同的条件下，采用较粗和较长的天线有利于改善天线增益指标。(当然还要考虑到它对外观ID方面的影响)。6 电源功耗指标的改进方法

该项指标与移动电话的通话时间和待机时间密切相关，它是广大用户最为关心的技术指标之一。

(1)选择低功耗的ASIC解决方案(在DCI．8V下能工作，能进入RTC下的深睡眠状态)。

(2)选择高效软件。

(3)择高效率的PA(PAE＞50％)、高效率高增益的天线。(4)精心设计PA的匹配电路和天线的匹配电路。(5)选择高效率的受话器和振铃器。(6)选择高效率的电源管理模块。

(7)合理地设计LED的布局、数量、和照明时间，照明时间选择l0秒左右即可。

通过大量的实际测量我们发现：不同型号的GSM移动电话在通话状态下的工作电流相差不大(约2lomA／at level5 GSM)；但在待机状态下的直流平均电流相差很大(可采用示波器和在整机回路中串入一个低阻值的高精度电阻来测量波形，然后通过计算占空比得到平均功耗)因此待机时间指标相差很远。在这一方面，目前表现最好的产品是菲利蒲生产的PH-989(约2．8mA)。7 发射机杂散指标的改进

移动电话的发射杂散指标在国家无线电管理委员会的型号核准测试中，是一项非常重要的、同时也是一项比较难通过的技术指标，所以应引起设计工程师足够的重视。改进的办法如下：(1)改善调制频谱的质量；(2)改善开关频谱的质量；

(3)power Ramp曲线的斜率不能太陡，以免引起带外频谱、杂散变大；(4)Tx-VCO的带外频谱指标，特别是要注意二次和三次谐波的抑制指标是否满足整机的设计要求；

(5)PA的带外抑制指标(主要是二次谐波)是否满足设计要求；

(6)PA输入特别是PA输出端的BPF或LPF的指标是否满足设计要求；

(7)发信机整体的EMC设计方案是否合理。

第二篇：手机RF射频PCB板布局布线经验总结

手机RF射频PCB板布局布线经验总结

随着手机功能的增加,对PCB板的设计要求日益曾高,伴随着一轮蓝牙设备、蜂窝电话和3G时代来临,使得工程师越来越关注RF电路的设计技巧。射频(RF)电路板设计由于在理论上还有很多不确定性，因此常被形容为一种“黑色艺术”，但这个观点只有部分正确，RF电路板设计也有许多可以遵循的准则和不应该被忽视的法则。不过，在实际设计时，真正实用的技巧是当这些准则和法则因各种设计约束而无法准确地实施时如何对它们进行折衷处理。当然，有许多重要的RF设计课题值得讨论，包括阻抗和阻抗匹配、绝缘层材料和层叠板以及波长和驻波，所以这些对手机的EMC、EMI影响都很大，下面就对手机PCB板的在设计RF布局时必须满足的条件加以总结：

3.1 尽可能地把高功率RF放大器(HPA)和低噪音放大器(LNA)隔离开来，简单地说，就是让高功率RF发射电路远离低功率RF接收电路。手机功能比较多、元器件很多，但是PCB空间较小，同时考虑到布线的设计过程限定最高，所有的这一些对设计技巧的要求就比较高。这时候可能需要设计四层到六层PCB了，让它们交替工作，而不是同时工作。高功率电路有时还可包括RF缓冲器和压控制振荡器(VCO)。确保PCB板上高功率区至少有一整块地，最好上面没有过孔，当然，铜皮越多越好。敏感的模拟信号应该尽可能远离高速数字信号和RF信号。

3.2 设计分区可以分解为物理分区和电气分区。物理分区主要涉及元器件布局、朝向和屏蔽等问题；电气分区可以继续分解为电源分配、RF走线、敏感电路和信号以及接地等的分区。

3.2.1 我们讨论物理分区问题。元器件布局是实现一个优秀RF设计的关键，最有效的技术是首先固定位于RF路径上的元器件，并调整其朝向以将RF路径的长度减到最小，使输入远离输出，并尽可能远地分离高功率电路和低功率电路。

最有效的电路板堆叠方法是将主接地面(主地)安排在表层下的第二层，并尽可能将RF线走在表层上。将RF路径上的过孔尺寸减到最小不仅可以减少路径电感，而且还可以减少主地上的虚焊点，并可减少RF能量泄漏到层叠板内其他区域的机会。在物理空间上，像多级放大器这样的线性电路通常足以将多个RF区之间相互隔离开来，但是双工器、混频器和中频放大器/混频器总是有多个RF/IF信号相互干扰，因此必须小心地将这一影响减到最小。

3.2.2 RF与IF走线应尽可能走十字交叉，并尽可能在它们之间隔一块地。正确的RF路径对整块PCB板的性能而言非常重要，这也就是为什么元器件布局通常在手机PCB板设计中占大部分时间的原因。在手机PCB板设计上，通常可以将低噪音放大器电路放在PCB板的某一面，而高功率放大器放在另一面，并最终通过双工器把它们在同一面上连接到RF端和基带处理器端的天线上。需要一些技巧来确保直通过孔不会把RF能量从板的一面传递到另一面，常用的技术是在两面都使用盲孔。可以通过将直通过孔安排在PCB板两面都不受RF干扰的区域来将直通过孔的不利影响减到最小。有时不太可能在多个电路块之间保证足够的隔离，在这种情况下就必须考虑采用金属屏蔽罩将射频能量屏蔽在RF区域内，金属屏蔽罩必须焊在地上，必须与元器件保持一个适当距离，因此需要占用宝贵的PCB板空间。尽可能保证屏蔽罩的完整非常重要，进入金属屏蔽罩的数字信号线应该尽可能走内层，而且最好走线层的下面一层PCB是地层。RF信号线可以从金属屏蔽罩底部的小缺口和地缺口处的布线层上走出去，不过缺口处周围要尽可能地多布一些地，不同层上的地可通过多个过孔连在一起。

3.2.3 恰当和有效的芯片电源去耦也非常重要。许多集成了线性线路的RF芯片对电源的噪音非常敏感，通常每个芯片都需要采用高达四个电容和一个隔离电感来确保滤除所有的电源噪音。一块集成电路或放大器常常带有一个开漏极输出，因此需要一个上拉电感来提供一个高阻抗RF负载和一个低阻抗直流电源，同样的原则也适用于对这一电感端的电源进行去耦。有些芯片需要多个电源才能工作，因此你可能需要两到三套电容和电感来分别对它们进行去耦处理，电感极少并行靠在一起，因为这将形成一个空芯变压器并相互感应产生干扰信号，因此它们之间的距离至少要相当于其中一个器件的高度，或者成直角排列以将其互感减到最小。

3.2.4 电气分区原则大体上与物理分区相同，但还包含一些其它因素。手机的某些部分采用不同工作电压，并借助软件对其进行控制，以延长电池工作寿命。这意味着手机需要运行多种电源，而这给隔离带来了更多的问题。电源通常从连接器引入，并立即进行去耦处理以滤除任何来自线路板外部的噪声，然后再经过一组开关或稳压器之后对其进行分配。手机PCB板上大多数电路的直流电流都相当小，因此走线宽度通常不是问题，不过，必须为高功率放大器的电源单独走一条尽可能宽的大电流线，以将传输压降减到最低。为了避免太多电流损耗，需要采用多个过孔来将电流从某一层传递到另一层。此外，如果不能在高功率放大器的电源引脚端对它进行充分的去耦，那么高功率噪声将会辐射到整块板上，并带来各种各样的问题。高功率放大器的接地相当关键，并经常需要为其设计一个金属屏蔽罩。在大多数情况下，同样关键的是确保RF输出远离RF输入。这也适用于放大器、缓冲器和滤波器。在最坏情况下，如果放大器和缓冲器的输出以适当的相位和振幅反馈到它们的输入端，那么它们就有可能产生自激振荡。在最好情况下，它们将能在任何温度和电压条件下稳定地工作。实际上，它们可能会变得不稳定，并将噪音和互调信号添加到RF信号上。如果射频信号线不得不从滤波器的输入端绕回输出端，这可能会严重损害滤波器的带通特性。为了使输入和输出得到良好的隔离，首先必须在滤波器周围布一圈地，其次滤波器下层区域也要布一块地，并与围绕滤波器的主地连接起来。把需要穿过滤波器的信号线尽可能远离滤波器引脚也是个好方法。

此外，整块板上各个地方的接地都要十分小心，否则会在引入一条耦合通道。有时可以选择走单端或平衡RF信号线，有关交叉干扰和EMC/EMI的原则在这里同样适用。平衡RF信号线如果走线正确的话，可以减少噪声和交叉干扰，但是它们的阻抗通常比较高，而且要保持一个合理的线宽以得到一个匹配信号源、走线和负载的阻抗，实际布线可能会有一些困难。缓冲器可以用来提高隔离效果，因为它可把同一个信号分为两个部分，并用于驱动不同的电路，特别是本振可能需要缓冲器来驱动多个混频器。当混频器在RF频率处到达共模隔离状态时，它将无法正常工作。缓冲器可以很好地隔离不同频率处的阻抗变化，从而电路之间不会相互干扰。缓冲器对设计的帮助很大，它们可以紧跟在需要被驱动电路的后面，从而使高功率输出走线非常短，由于缓冲器的输入信号电平比较低，因此它们不易对板上的其它电路造成干扰。压控振荡器(VCO)可将变化的电压转换为变化的频率，这一特性被用于高速频道切换，但它们同样也将控制电压上的微量噪声转换为微小的频率变化，而这就给RF信号增加了噪声。

3.2.5 要保证不增加噪声必须从以下几个方面考虑：首先，控制线的期望频宽范围可能从DC直到2MHz，而通过滤波来去掉这么宽频带的噪声几乎是不可能的；其次，VCO控制线通常是一个控制频率的反馈回路的一部分，它在很多地方都有可能引入噪声，因此必须非常小心处理VCO控制线。要确保RF走线下层的地是实心的，而且所有的元器件都牢固地连到主地上，并与其它可能带来噪声的走线隔离开来。此外，要确保VCO的电源已得到充分去耦，由于VCO的RF输出往往是一个相对较高的电平，VCO输出信号很容易干扰其它电路，因此必须对VCO加以特别注意。事实上，VCO往往布放在RF区域的末端，有时它还需要一个金属屏蔽罩。谐振电路(一个用于发射机，另一个用于接收机)与VCO有关，但也有它自己的特点。简单地讲，谐振电路是一个带有容性二极管的并行谐振电路，它有助于设置VCO工作频率和将语音或数据调制到RF信号上。所有VCO的设计原则同样适用于谐振电路。由于谐振电路含有数量相当多的元器件、板上分布区域较宽以及通常运行在一个很高的RF频率下，因此谐振电路通常对噪声非常敏感。信号通常排列在芯片的相邻脚上，但这些信号引脚又需要与相对较大的电感和电容配合才能工作，这反过来要求这些电感和电容的位置必须靠得很近，并连回到一个对噪声很敏感的控制环路上。要做到这点是不容易的。

自动增益控制(AGC)放大器同样是一个容易出问题的地方，不管是发射还是接收电路都会有AGC放大器。AGC放大器通常能有效地滤掉噪声，不过由于手机具备处理发射和接收信号强度快速变化的能力，因此要求AGC电路有一个相当宽的带宽，而这使某些关键电路上的AGC放大器很容易引入噪声。设计AGC线路必须遵守良好的模拟电路设计技术，而这跟很短的运放输入引脚和很短的反馈路径有关，这两处都必须远离RF、IF或高速数字信号走线。同样，良好的接地也必不可少，而且芯片的电源必须得到良好的去耦。如果必须要在输入或输出端走一根长线，那么最好是在输出端，通常输出端的阻抗要低得多，而且也不容易感应噪声。通常信号电平越高，就越容易把噪声引入到其它电路。在所有PCB设计中，尽可能将数字电路远离模拟电路是一条总的原则，它同样也适用于RF PCB设计。公共模拟地和用于屏蔽和隔开信号线的地通常是同等重要的，因此在设计早期阶段，仔细的计划、考虑周全的元器件布局和彻底的布局评估都非常重要，同样应使RF线路远离模拟线路和一些很关键的数字信号，所有的RF走线、焊盘和元件周围应尽可能多填接地铜皮，并尽可能与主地相连。如果RF走线必须穿过信号线，那么尽量在它们之间沿着RF走线布一层与主地相连的地。如果不可能的话，一定要保证它们是十字交叉的，这可将容性耦合减到最小，同时尽可能在每根RF走线周围多布一些地，并把它们连到主地。此外，将并行RF走线之间的距离减到最小可以将感性耦合减到最小。一个实心的整块接地面直接放在表层下第一层时，隔离效果最好，尽管小心一点设计时其它的做法也管用。在PCB板的每一层，应布上尽可能多的地，并把它们连到主地面。尽可能把走线靠在一起以增加内部信号层和电源分配层的地块数量，并适当调整走线以便你能将地连接过孔布置到表层上的隔离地块。应当避免在PCB各层上生成游离地，因为它们会像一个小天线那样拾取或注入噪音。在大多数情况下，如果你不能把它们连到主地，那么你最好把它们去掉。

3.3 在手机PCB板设计时，应对以下几个方面给予极大的重视 3.3.1 电源、地线的处理

既使在整个PCB板中的布线完成得都很好，但由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降，有时甚至影响到产品的成功率。所以对电、地线的布线要认真对待，把电、地线所产生的噪音干扰降到最低限度，以保证产品的质量。对每个从事电子产品设计的工程人员来说都明白地线与电源线之间噪音所产生的原因，现只对降低式抑制噪音作以表述：

(1)、众所周知的是在电源、地线之间加上去耦电容。

(2)、尽量加宽电源、地线宽度，最好是地线比电源线宽，它们的关系是：地线＞电源线＞信号线，通常信号线宽为：0.2～0.3mm,最经细宽度可达0.05～0.07mm,电源线为1.2～2.5 mm。对数字电路的PCB可用宽的地导线组成一个回路, 即构成一个地网来使用(模拟电路的地不能这样使用)

(3)、用大面积铜层作地线用,在印制板上把没被用上的地方都与地相连接作为地线用。或是做成多层板，电源，地线各占用一层。

3.3.2 数字电路与模拟电路的共地处理

现在有许多PCB不再是单一功能电路（数字或模拟电路），而是由数字电路和模拟电路混合构成的。因此在布线时就需要考虑它们之间互相干扰问题，特别是地线上的噪音干扰。数字电路的频率高，模拟电路的敏感度强，对信号线来说，高频的信号线尽可能远离敏感的模拟电路器件，对地线来说，整人PCB对外界只有一个结点，所以必须在PCB内部进行处理数、模共地的问题，而在板内部数字地和模拟地实际上是分开的它们之间互不相连，只是在PCB与外界连接的接口处（如插头等）。数字地与模拟地有一点短接，请注意，只有一个连接点。也有在PCB上不共地的，这由系统设计来决定。

3.3.3 信号线布在电（地）层上

在多层印制板布线时，由于在信号线层没有布完的线剩下已经不多，再多加层数就会造成浪费也会给生产增加一定的工作量，成本也相应增加了，为解决这个矛盾，可以考虑在电（地）层上进行布线。首先应考虑用电源层，其次才是地层。因为最好是保留地层的完整性。

3.3.4 大面积导体中连接腿的处理

在大面积的接地（电）中，常用元器件的腿与其连接，对连接腿的处理需要进行综合的考虑，就电气性能而言，元件腿的焊盘与铜面满接为好，但对元件的焊接装配就存在一些不良隐患如：①焊接需要大功率加热器。②容易造成虚焊点。所以兼顾电气性能与工艺需要，做成十字花焊盘，称之为热隔离（heat shield）俗称热焊盘（Thermal），这样，可使在焊接时因截面过分散热而产生虚焊点的可能性大大减少。多层板的接电（地）层腿的处理相同。

3.3.5 布线中网络系统的作用

在许多CAD系统中，布线是依据网络系统决定的。网格过密，通路虽然有所增加，但步进太小，图场的数据量过大，这必然对设备的存贮空间有更高的要求，同时也对象计算机类电子产品的运算速度有极大的影响。而有些通路是无效的，如被元件腿的焊盘占用的或被安装孔、定们孔所占用的等。网格过疏，通路太少对布通率的影响极大。所以要有一个疏密合理的网格系统来支持布线的进行。标准元器件两腿之间的距离为0.1英寸(2.54mm),所以网格系统的基础一般就定为0.1英寸(2.54 mm)或小于0.1英寸的整倍数，如：0.05英寸、0.025英寸、0.02英寸等。

3.4 进行高频PCB设计的技巧和方法如下： 3.4.1 传输线拐角要采用45°角，以降低回损

3.4.2 要采用绝缘常数值按层次严格受控的高性能绝缘电路板。这种方法有利于对绝缘材料与邻近布线之间的电磁场进行有效管理。

3.4.3 要完善有关高精度蚀刻的PCB设计规范。要考虑规定线宽总误差为+/-0.0007英寸、对布线形状的下切(undercut)和横断面进行管理并指定布线侧壁电镀条件。对布线(导线)几何形状和涂层表面进行总体管理，对解决与微波频率相关的趋肤效应问题及实现这些规范相当重要。

3.4.4 突出引线存在抽头电感，要避免使用有引线的组件。高频环境下，最好使用表面安装组件。

3.4.5 对信号过孔而言，要避免在敏感板上使用过孔加工(pth)工艺，因为该工艺会导致过孔处产生引线电感。

3.4.6 要提供丰富的接地层。要采用模压孔将这些接地层连接起来防止3维电磁场对电路板的影响。

3.4.7 要选择非电解镀镍或浸镀金工艺，不要采用HASL法进行电镀。这种电镀表面能为高频电流提供更好的趋肤效应(图2)。此外，这种高可焊涂层所需引线较少，有助于减少环境污染。

3.4.8 阻焊层可防止焊锡膏的流动。但是，由于厚度不确定性和绝缘性能的未知性，整个板表面都覆盖阻焊材料将会导致微带设计中的电磁能量的较大变化。一般采用焊坝(solder dam)来作阻焊层。的电磁场。这种情况下，我们管理着微带到同轴电缆之间的转换。在同轴电缆中，地线层是环形交织的，并且间隔均匀。在微带中，接地层在有源线之下。这就引入了某些边缘效应，需在设计时了解、预测并加以考虑。当然，这种不匹配也会导致回损，必须最大程度减小这种不匹配以避免产生噪音和信号干扰。

3.5 电磁兼容性设计

电磁兼容性是指电子设备在各种电磁环境中仍能够协调、有效地进行工作的能力。电磁兼容性设计的目的是使电子设备既能抑制各种外来的干扰，使电子设备在特定的电磁环境中能够正常工作，同时又能减少电子设备本身对其它电子设备的电磁干扰。

3.5.1 选择合理的导线宽度

由于瞬变电流在印制线条上所产生的冲击干扰主要是由印制导线的电感成分造成的，因此应尽量减小印制导线的电感量。印制导线的电感量与其长度成正比，与其宽度成反比，因而短而精的导线对抑制干扰是有利的。时钟引线、行驱动器或总线驱动器的信号线常常载有大的瞬变电流，印制导线要尽可能地短。对于分立元件电路，印制导线宽度在1.5mm左右时，即可完全满足要求；对于集成电路，印制导线宽度可在0.2～1.0mm之间选择。

3.5.2 采用正确的布线策略

采用平等走线可以减少导线电感，但导线之间的互感和分布电容增加，如果布局允许，最好采用井字形网状布线结构，具体做法是印制板的一面横向布线，另一面纵向布线，然后在交叉孔处用金属化孔相连。

3.5.3 为了抑制印制板导线之间的串扰，在设计布线时应尽量避免长距离的平等走线，尽可能拉开线与线之间的距离，信号线与地线及电源线尽可能不交叉。在一些对干扰十分敏感的信号线之间设置一根接地的印制线，可以有效地抑制串扰。

3.5.4 为了避免高频信号通过印制导线时产生的电磁辐射，在印制电路板布线时，还应注意以下几点：

（1）尽量减少印制导线的不连续性，例如导线宽度不要突变，导线的拐角应大于90度禁止环状走线等。

（2）时钟信号引线最容易产生电磁辐射干扰，走线时应与地线回路相靠近，驱动器应紧挨着连接器。

（3）总线驱动器应紧挨其欲驱动的总线。对于那些离开印制电路板的引线，驱动器应紧紧挨着连接器。

（4）数据总线的布线应每两根信号线之间夹一根信号地线。最好是紧紧挨着最不重要的地址引线放置地回路，因为后者常载有高频电流。

（5）在印制板布置高速、中速和低速逻辑电路时，应按照图1的方式排列器件。

3.5.5 抑制反射干扰

为了抑制出现在印制线条终端的反射干扰，除了特殊需要之外，应尽可能缩短印制线的长度和采用慢速电路。必要时可加终端匹配，即在传输线的末端对地和电源端各加接一个相同阻值的匹配电阻。根据经验，对一般速度较快的TTL电路，其印制线条长于10cm以上时就应采用终端匹配措施。匹配电阻的阻值应根据集成电路的输出驱动电流及吸收电流的最大值来决定。

3.5.6 电路板设计过程中采用差分信号线布线策略

布线非常靠近的差分信号对相互之间也会互相紧密耦合，这种互相之间的耦合会减小EMI发射，通常(当然也有一些例外)差分信号也是高速信号，所以高速设计规则通常也都适用于差分信号的布线，特别是设计传输线的信号线时更是如此。这就意味着我们必须非常谨慎地设计信号线的布线，以确保信号线的特征阻抗沿信号线各处连续并且保持一个常数。在差分线对的布局布线过程中，我们希望差分线对中的两个PCB线完全一致。这就意味着，在实际应用中应该尽最大的努力来确保差分线对中的PCB线具有完全一样的阻抗并且布线的长度也完全一致。差分PCB线通常总是成对布线，而且它们之间的距离沿线对的方向在任意位置都保持为一个常数不变。通常情况下，差分线对的布局布线总是尽可能地靠近。

本文来自: DZ3W.COM 原http://

文网址：

第三篇：GSM移动电话的射频指标分析

GSM移动电话的射频指标分析 姚方华李航广州南方高科有限公司

[摘要]本文对GSM移动电话的射频指标进行了分析，并讨论了改进办法。其中一些测试及提高射频指标的方法是从实践经验中总结出来的，有一定的参考价值。第一部分对各射频指标作了简要介绍。第二部分介绍了射频指标的测试方法。第三部分介绍了一些提高射频指标的设计和改进方法。

射频(RF)指标的定义和要求 接收灵敏度（Rx sensitivity）定义

接收灵敏度是指收信机在满足一定的误码率性能条件下收信机输入端需输入的最小信号电平。衡量收信机误码性能主要有帧删除率(FER)、残余误比特率(RBER)和误比特率(BER)三个参数。这里只介绍用残余误比特率(RBER)来测量接收灵敏度。

残余误比特率(RBER)的定义为接收到的错误比特与所有发送的的数据比特之比。(2)技术要求

● 对于GSM900MHz频段

接收灵敏度要求：当RF输入电平为-102dBm时，RBER不超过2％。测量时可测试实际灵敏度指标。根据多款移动电话的测试结果来看：当RBER＝2％时，若RF输入电平为-l09~-l07dBm，则接收灵敏度为优；若RF输入电平为-l07~-l05dBm，则接收灵敏度为良好；若RF输入电平为-105~-l02dBm，则接收灵敏度为一般；若RF输入电平＞-l02dBm，则接收灵敏度为不合格。对于DCSl800MHz频段

接收灵敏度要求：当RF输入电平为-l00dBm，RBER不超过2％。测量时可测试实际灵敏度指标。根据多款移动电话的测试结果来看：当RBER＝2％时，若RF输入电平为-l08~-105dBm，则接收灵敏度为优；若RF输入电平为一105---l03dBm，则接收灵敏度为良好；若RF输入电平为-l03一-100dBm，则接收灵敏度为一般；若RF输入电平为＞-l00 dB mm，则接收灵敏度为不合格。

1．2频率误差Fe、相位误差峰值Pepeak、相位误差有效值PeRMS(1)定义

测量发射信号的频率和相位误差是检验发信机调制信号的质量。GSM调制方案是高斯最小移频键控(GMSK)，归一化带宽为BT＝0．3。发射信号的相位误差定义为：发信机发射信号的相位与理论上最好信号的相位之差。理论上的相位轨迹可根据一个己知的伪随机比特流通过GMSK脉冲成形滤波器得到。

频率误差定义为考虑了调制和相位误差的影响以后，发射信号的频率与该绝对射频频道号(ARFCH)对应的标称频率之间的差。它通过相应误差做线性回归，计算该回归线的斜率即可得到频率误差(因为ω＝θ/t)相位误差峰值Pepeak是离该回归线最远的值。相位误差有效值PeRMS即相位误差均方根值，是所有点的相位误差和其线性回归之间的差的均方根值。(2)技术要求

● 对于GSM900MHz频段 ① 频率误差Fe

若Fe＜40Hz，则频率误差为优；

若40Hz≤Fe6≤60Hz，则频率误差为良好； 若60Hz≤Fe≤90Hz，则频率误差为一般； 若Fe＞90Hz，则频率误差为不合格。② 相位误差峰值Pepeak

若Pepeak＜7de8，则相位误差峰值为优；

若7deg≤Pepeak≤l0deg，则相位误差峰值为良好； 若10deg≤Pepeak≤20deg则相位误差峰值为一般； 若Pepesk＞20deg，则这项指标为不合格。③ 相位误差有效值PeRMS

若PeRMs＜2．5deg，则相位误差有效值为优；

若2．5deg≤PeRMS≤4deg，则相位误差有效值为良好； 若4deg≤PeRMS≤5deg，则相位误差有效值为一般； 若PeRMS＞5deg，则这项指标为不合格。对于DCS1800MHz频段 ① 频率误差Fe

若Fe＜80Hz，则频率误差为优；

若80Hz≤Fe≤100Hz，则频率误差为良好； 若100HZ≤Fe≤180Hz，则频率误差为一般： 若F e＞l 80H z，则这项指标为不合格。② 相位误差峰值Pepeak 同GSM900MHz的指标。② 相位误差有效值PeRMS 同GSM900MHz的指标。1.3 射频输出功率Po(1)定义

鉴于移动通信组网时的远近效应，在与基站通信过程中必须对移动台的发射功率进行控制(动态调整)，以便能保证移动台与基站之间一定的通信质量而又不至于对其它移动台产生明显的干扰。同样，也可以对基站的发射功率进行射频功率控制。

测试移动台的射频输出功率在功率控制的每一级电平上是否满足ETSI规定的功率要求。(2)技术要求

● 对于GSM900Mz频段

每一功率控制电平对应的标称功率和允许的误差如表l(对于class IV移动台)。对于DCSl800MHz频段

每一功率控制电平对应的标称功率和允许的误差如表2(对于class I移动台)。1．4调制频谱和开关频谱(1)定义

由于GSM调制信号的突发特性，因此输出射频频谱应考虑由于调制和射频功率电平切换而引起的对相邻信道的干扰。在时间上，连续调制频谱和功率切换频谱不是xx发生的，因而输出射频频谱可分为连续调制频谱和切态频谱来分别地加以规定和测量。

连续调制是测量由GSM调制处理而产生的在其标称载频同频偏处(主要是在相邻频道)的射频功率。

开关频谱即切换瞬态频谱，是测量由于调制突发的上下降沿而产生的在其标称载频的不同频偏处(主要是在相邻频道)的射频功率。(2)技术要求

● 对于GSM900MHz频段 ① 调制频谱(MOD pectsrum)

测试指标要求：调制频谱的每一条谱线均应在ETSI规定的Time-Plate的下方(具体的技术要求可参见ETSIll．10中的规定)；

测试条件：功率电平设置在5(33dB m)： 测试时，可选择中间信道进行测试。

在衡量调制频谱时，可使用谱线的指标余量(margin)。指标余量即最接近Time-Plate的一条谱线与Time-Pkate之间的距离。指标余量越大，则调制频谱越好，即对邻道的干扰越小。对指标余量可作如下分析：

若margin＞l0dBm，则调制频谱为优；

若0＜margin＜l0dBm，则调制频谱为较好；

若margin＝0或谱线高度超出Time-Plate，则调制频谱为不合格。② 开关频谱(switch spectum)

测试指标要求：调制频谱的每一条谱线均应在ETSI规定的Time-Plate的下方； 测试条件：功率电平设备在5(33dBm)；

测试时，可选择低、中、高三个信道进行测试如CH1、CH62、CHl24)。对指标余量可作如下分析：

若margin＞10dBm，则开关频谱为优；

若0＜margin＜l0dBm，则开关频谱为较好；

若margin＝0或谱线高度超出Time-Plate，则开关频谱指标为不合格。对于DCSl800MHz频段

① 调制频谱(MOD spectrum)功率电平设置为0(30dBm)。指标要求同GSM900MHz。1.5 杂散辐射(1)定义

杂散辐射是指用标推测试信号调制时在除载频和由于正常调制和切换瞬态引起的边带以及邻道以外离散频率上的辐射(即远端辐射)。

杂散辐射按其来源的不同可分为传导型和辐射型两种。传导型杂散辐射是指天线连接器处或进入电源引线(仅指基站)引起的任何杂散辐射；辐射型杂散辐射是指由于机箱(或机柜)以及设备的结构而引起的任何杂散辐射。

这里只介绍Tx发射时传导型杂散的测量。技术要求

测试条件：分辨带宽RB＝l0KHz或分辨带宽RB＝3MHz 视频带宽VB＝l0KHz 视频带宽VB23MHz

(频谱仪带宽设置与有用信号和杂散信号的相对位置有关。)功率电平设置为对应频段的最大功率等级指标要求： ① 对于在发射状态的移动台，传导型杂散辐射在9KHz-1GHz频段内的杂散辐射功率电平应小于250nw(即-36dBm)；在1GHz一12.75GHz频段内的传导型杂散辐射功率电平应小于1uw(即号-30dBm)。

② 对于空闲状态的移动台来说，9kHz-1GHz频段内的传导型杂散功率电平应小于2nW(-57dBm)；

1GHz-12.75GHz频段内的传导型杂散功率电平应小于20nW(即-47dBm)。

③ 对于所有条件下的移动台，在MS接收频段GSM935MHz一960MHz／DCSl805一1880MHz内的杂散功率电平应不超过：-25PW(即-76dBm)对于l类功率等级移动台

-45PW(即-84dMm)对于2、3、3、5类功率等级移动台 1.6 天线

这里介绍一种移动台天线性能的比较测试方法，可称为远场测试(＞lOλ)。其原理是将多种被测移动台天线辐射功率与一个标淮移动台进行比较，来测量不同机型天线的远场辐射性能。由于这只是一种相对的测量方法，所以不能提供绝对的天线性能参数值。具体的测试方法见第2 部分。射频(RF)指标测试 2．1 测试仪器及设备

RF指标测试一般所使用的仪器设备有：系统模拟器SS(或综测仪)、频谱仪FSA、移动台MS、RF信号发生器、陷波器、射频功率衰减器、模拟电池、测试SIM卡及与移动台相匹配的测试电缆等。

2．2 测试方法和框图

(1)接收灵敏度(Rx sensitivity)基本RF指标测量如图l所示。a)．将移动台和系统模拟器按图1连接起来； b)．按要求在相应的信道上建立一个呼叫； c)．设置功率控制电台为最大功率5(33dBm)；

d)．将RF输入电平从-102dBm调节到-ll0 dBm(GSM900MHz)，观察残余误比特率(RBER)，确定实际接收灵敏度性能；(对于DCSl800MHz，范围为-l08~-l00dBm； e)．分别在低、中、高多个信道上进行上述测试。

输出功率Po、频率误差Fe、相位误差峰值Pepeak、相位误差有效值PeRMS、调制频谱、开关频谱等指标的测量设备和连接与接收灵敏度的测量基本相同，不再赘述。杂散辐射

杂散辐射测量如图2所示。

a).将移动台、系统模拟器及频谱仪按图2连接； b).信道60一65之间的一个频道上建立一个呼叫； c)．设置功率控制电平为最大功率等级； d)．设置频谱仪的RBW和VBW；

e)，在l00KHz-1GHz、1-12.75GHz的频率范围内观察杂散辐射指标。若移动台本身具有手动测试模式命令，则不需要系统模拟器，可直接进入测试模式进行发射，测试杂散辐射。移动台与频谱仪按图3连接。2.3 天线远场测试

天线远场测试如图4所示。

a)．用两个测试天线分别连接综测仪和频谱仪；

b)．按图4将它们放置在相应的位置，使两个天线保持足够的距离，并保证在整个测试过程中三者之间的相对：位置和方向保持不变； c)．在低、中、高三个信道上建立呼叫；

d)．在频谱仪上读取接收到的辐射功率电平值；

e)．在不改变位置的情况下，用其它类型的移动台和标准移动台进行测试；

f)．比较接到的辐射功率，可以确定不同机型天线辐射出去的功率大小和天线辐射效率。3 射频(RF)指标改进、提高的办法

在通信产品的开发工程中，测量是一种基本的、必要的手段，但不是最后的目的。在开发过程中更重要的是通过对测量得到的数据进行分析、运用理论和经验，找到解决问题和提高技术指标的办法。下面我们把在GSM手机研究开发中采用的分析方法和经验与同行作一交流。3.1 如何提高接收机的灵敏度指标

若通过测量发现灵敏度不高，则问题主要出现在接收机的高频或中频部分，其次是模拟I／Q解调部分。可先通过测量模拟I／Q输出端的电平和信噪比来判断问题是出现在哪一部分。灵敏度指标主要与接收机的中频放大器特别是RF前端的LNT和第一混频器有关。在许多情况下，影响和制约灵敏度的因素不在于增益而在于噪声系数。对于GSM移动电话前端LNT的要求是：噪声系数小于2dB、增益约15dB／GSM900或13dB／DCSl800，第一混频器的增益约10dB。键控AGC的可控制范围约20dB。该项指标的改进方法如下：(1)选择高增益、低噪声的RF前端电路或ASIC。

(2)注意从前端到模拟I／Q输出端的净增益是否足够。

一般GSM移动电话I／Q单端输出的信号强度为500mVpp，根据EYSI标准的技术要求净增益应大于90dB。

(3)充分注意到RF和IF SAW滤波器的选择和输入输出匹配电路的设计。第一射频SAW滤波器应主要考虑具有低的插损：第二射频SAW滤波器主要考虑具有高的选择性；IF SAW滤波器要选低插损、选择性好的器件。

(4)BaLum也是一个很重要的高频器件，应通过测量看其是否满足电路设计的要求。(5)RF Tx／RX开关IC和RF测试插座也必须通过指标测试，达到设计要求。(6)EMC设计方面是否存在问题?应增强接地、屏蔽和滤波的措施。(7)工艺方面的考虑：应注意PCB layout设计，特别是前端电路的布局设计和特征阻抗匹配设计；应注意到由于SMT工艺参数选择不合适会造成RF部分特别是SAW滤波器虚焊。3.2频率误差指标的改进方法

(1)可通过测量判断l3MHz TCX0是否达到设计要求，若不满足要求则更换或重选配套的生产厂家。

(2)AFC控制软件和控制环路滤波电路的设计是否存在问题(3)TCXO的供电回路设计是否有问题 3.3 相位误差指标的改进方法

(1)根据θ=ωt，我们知道：相位误差与时间误差和频率误差都有关系，因此，频率合成器的相位噪声和锁定时间会对该项指标造成影响。若频率合成器的锁定时间缩短会导致相应噪声加大，从而引起相位误差加大，这一点在GPRS的应用中需引起足够的重视。(2)其他的改进办法请见参考资料[3]。3．4 发射功率指标的改进办法

(1)检查PA的激励功率是否足够?若有问题，可加大激励功率；(2)再次检查PA的输入和输出匹配电路设计是否正确；(3)关键器件PA的技术参数是否满足要求；

(4)检查和测试RF开关、定向耦合器、天线端的RF测试接插件、PA供电电路是否正常；(5)检查TX-VCO输出的电平是否足够；

(6)APC控制IC、APC控制软件中的table参数和算法是否有问题． 3.5 小型螺旋天线(stubby antinna)的改进方法

天线是移动电话的终极元件当然非常重要。有时会出现这种情况：当采用电缆测试时，整机的RF指标很好，但在做场检测时它的表现不好，可能出现的问题之一在于天线。(1)正确设计天线与整机电路之间的LPF匹配电路型式和参数，并用网络分析仪和标准测试天线进行测试评估。天线的设计应与整机电路设计、结构设计、EMC设计一体化考虑。

(2)在满足结构强度的前提条件下，优先选择电导率较高的材料作为天线的内导体。内装天线笔者建议国内设计厂家不宜采用，因为设计、制造和测量都比较困难而且技术指标不高。(3)天线内的填充材料介质和外部的封装塑料应损耗较小的材料。

(4)在其他情况相同的条件下，采用较粗和较长的天线有利于改善天线增益指标。(当然还要考虑到它对外观ID方面的影响)。3.6 电源功耗指标的改进方法

该项指标与移动电话的通话时间和待机时间密切相关，它是广大用户最为关心的技术指标之一。

(1)选择低功耗的ASIC解决方案(在DCI．8V下能工作，能进入RTC下的深睡眠状态)。(2)选择高效软件。

(3)择高效率的PA(PAE＞50％)、高效率高增益的天线。(4)精心设计PA的匹配电路和天线的匹配电路。(5)选择高效率的受话器和振铃器。(6)选择高效率的电源管理模块。

(7)合理地设计LED的布局、数量、和照明时间，照明时间选择l0秒左右即可。

通过大量的实际测量我们发现：不同型号的GSM移动电话在通话状态下的工作电流相差不大(约2lomA／at level 5 GSM)；但在待机状态下的直流平均电流相差很大(可采用示波器和在整机回路中串入一个低阻值的高精度电阻来测量波形，然后通过计算占空比得到平均功耗)因此待机时间指标相差很远。在这一方面，目前表现最好的产品是菲利蒲生产的PH-989(约2．8mA)。

3．7 发射机杂散指标的改进

移动电话的发射杂散指标在国家无线电管理委员会的型号核准测试中，是一项非常重要的、同时也是一项比较难通过的技术指标，所以应引起设计工程师足够的重视。改进的办法如下：(1)改善调制频谱的质量；(2)改善开关频谱的质量；

(3)power Ramp曲线的斜率不能太陡，以免引起带外频谱、杂散变大；

(4)Tx-VCO的带外频谱指标，特别是要注意二次和三次谐波的抑制指标是否满足整机的设计要求；

(5)PA的带外抑制指标(主要是二次谐波)是否满足设计要求；

(6)PA输入特别是PA输出端的BPF或LPF的指标是否满足设计要求；(7)发信机整体的EMC设计方案是否合理。

第四篇：职工食堂改进办法

陕西方舟制药有限公司 生产中心职工食堂改进实施办法

为了确保生产中心职工食堂的正常运行，及员工用餐，职工食堂管理工作必须搞好，必须让员工用餐满意。为解决食堂资金拖欠及招待用餐问题，通过本周例会商议，且与公司总部沟通后同意从10月份起试行，现就职工食堂工作改进实施办法如下：

一、现状：

公司对生产中心职工食堂要求是：中午午餐由公司出资，标准每人6元，月底进行结算，按费用报销流程进行报销。早晚自负盈亏，无利润经营。公司来人用餐由食堂进行登记，就餐人员签字确认，每天10元；有外来接待用餐食堂根据实际情况按要求安排，没有具体标准。职工食堂一直按照这一模式，既要保证菜品的质量和职工满意度，又要保证无利润经营，加之长期拖欠伙食费，非常困难。最近几年物价和人工费用急速上涨，职工食堂根本无法做到保本经营，公司先后对食堂的补助也进行了一些调整，在食堂上补贴的开支也较大。

二、食堂存在的问题：

1、个别职工反映饭菜不合口味，职工灶众口难调，因工资问题请不到更好的厨师，食堂想办法增加花色品种，尽量做到一周內饭菜不重复。要做到让每一个员工都满意，特别是极个别的员工，食堂的工作相当有难度；

2、物价涨、采购难，成本高；

3、资金不能及时到位。

三、改进办法：

公司非常重视职工食堂工作，花费了大量的人力、财力和精力，但依然不理想，现针对当前突出问题，具体改进办法如下：

1、合理安排，加强食堂管理、降低成本、确保饭菜质量，尽量做到让员工满意；

2、员工午餐补助按目前标准，月底由综合部进行统计核算，与考勤、工资表同时上报公司与工资同时支付给职工食堂；

3、公司来人及招待用餐：公司来人如需在食堂就餐，先到综合部登记领取用餐劵（标准：早餐3元、中餐6元、晚餐5元），凭餐劵到职工食堂就餐，与生产中心员工就餐标准一致；招待用餐标准根据实际情况另行安排，有特殊来人需加餐的另行通知。此项结算月底由食堂管理人员将收到的餐票与综合部核对后进行核算，与考勤、工资表同时上报公司与工资同时支付给职工食堂；

4、员工加班用餐：各部门因工作需加班就餐，由部门负责人到综合部领取加班人员就餐单（标准：5元/人），结算同上。

生产中心 2013年9月28日

第五篇：银监会将改进存贷比指标

银监会将改进存贷比指标

来源：东南快报

接近监管层的知情人士1月28日透露，银监会主席尚福林在银监系统内部会议上公开表示，将深入研究当前市场条件下的存贷比监管方式，改进商业银行存贷比考核办法。尚福林的此番表态让银行看到挣脱存贷比束缚的希望。最近两年来，银行业普遍遇到了存款外流的情况。对于部分银行，特别是股份制银行，存贷比约束下，贷款投放受到严重影响。数据还显示，2012年末，商业银行存贷比为64%。

据悉，现行75%存贷比指标是《商业银行法》（1995年颁布）规定实施的。时至今日，银行除存贷款外的其他资金来源和运用规模逐步扩大，存贷比与流动性的相关性会越来越低。加之货币政策收紧后，部分银行认为，存贷比指标限制了其向实体经济投放信贷的能力。根据中国银行[3.02 2.03% 资金 研报]业协会发布的《中国银行家调查报告（2012）》，在受访银行家中，仅有20.7%的银行家认为应该保留存贷比，并作为主要监管指标。其余的银行家多数认为应对指标的约束效力、测算方式等做出修改，更有甚者，6.5%的银行家认为应废止此指标。

考虑到存贷比指标短时期内难以取消，也有多位银行人士提出改进监管的建议。这些建议主要有三：其一，在监管指标的计算方式上，将银行同业存款纳入存贷比分母的计算范畴。其二，进行弹性掌握，比如允许在75%的上下3-5个百分点浮动。其三，允许在年中突破75%限制，年内给予压回即可。

而据证券 日报报道，申银万国发布的最新数据显示，四大行（工农中建）1月前20天新增信贷3400亿元，较2012年12月的1200亿元增长接近两倍，也超过2012年1月四大行全月的3170亿元新增信贷。基于此，申银万国预计，1月全行业信贷新增将超1万亿元。招商证券

[11.18 10.04% 资金 研报]则预计，1月新增信贷大约9800亿元。

在新增信贷规模上，业内多数人士认为，2013年可能会较2012年宽松，但更值得注意的是在投放结构上的调整。